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無線電子工学および電気工学の百科事典 電界効果トランジスタの異常な動作モード。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線デザイナー pn接合の形のゲート（以下、簡潔にするためにpnゲートと呼ぶ）を備えた電界効果トランジスタに基づく線形増幅器の従来の回路は、主に、動作点が領域にあるときのモードを提供します。逆（クロージング）バイアス、つまりUots 著者が行った研究では、動作点がオープニングバイアスのゾーンにあるモードを使用すると、電界効果トランジスタ上のノードの回路を大幅に簡素化できることが示されています。 このようなスキームの使用は、最小数の要素の要件がそれらのいくつかを選択する必要性を正当化する場合、つまりアマチュア無線の練習や特にミニチュア設計の開発において合理的です。
図に図１は、ｐｎゲートFETの一般化されたドレインゲートおよび入力特性を示している。 これらの電流-電圧特性（Iс= f（Uin）およびIz = f（Uin））では、1つの特性ゾーンを区別できます：1-閉バイアスUzi、2-ゲート電流が実質的にない開バイアス、および3 -大きなゲート電流を引き起こすオープンバイアス。 ゾーン2とゾーン3の間に明確な境界はありません。したがって、明確にするために、1μAのゲート電流に対応する縦座標をそれらの間の条件付き境界とします。この電流では、ゲート抵抗は依然として非常に高く、これは値は比較的簡単に測定できます。 また、この境界でのドレイン電流とゲートUmでの順方向電圧を記号Imで示します。 制限よりも高い電圧Uziで、ゲート電流は急激に増加し始め、電界効果トランジスタはその主な利点である高い入力抵抗を失います。 したがって、ゾーン3での作業は考慮されません。 上記のことから、順方向バイアスゾーンでの電界効果トランジスタの動作を完全に排除する必要はないことは明らかであり、動作点がゾーン 3、つまり条件 Uzi に入らないだけで十分です。 順方向バイアスゾーンの追加による動作電圧範囲Uziの拡大は絶対値が小さいという事実にもかかわらず、電界効果トランジスタの回路へのわずかに異なるアプローチが可能になるため、非常に重要です。 図からわかるように。 図 1 に示すように、ドレン シャッター特性は途切れることなくスムーズにゾーン 2 に入ります。 トランジスタの物理プロセスの本質は、ゲートに直接バイアス電圧が印加されるとチャネルが拡大し、その導電率が増加し、トランジスタがエンリッチメント モードで動作し始めることです。 順方向バイアス領域を考慮すると、pn ゲート トランジスタは、ゲートに順方向バイアスおよび逆方向バイアスを加えて動作できる統合チャネルを備えた絶縁ゲート トランジスタと特性が類似することが容易にわかります。 違いは定量的なものにすぎません。最初のものでは、Umの値によって制限されるため、直接移動ゾーンの作業領域が短くなります。 したがって、pnゲート電界効果トランジスタは、絶縁ゲートと統合チャネルを備えたトランジスタでのみ可能であると考えられていたモードで使用できます。 絶縁ゲートを備えたトランジスタには、特性の大幅なばらつき、静電気に対する耐性の低さ、その他多数の重大な欠点が存在するため、たとえ個別の選択が許容されるとしても、これらのデバイスの実用化の範囲が大幅に制限されます。 現在製造されている pn ゲートを備えたトランジスタの範囲は、絶縁型ゲートを備えたトランジスタよりもはるかに広く、より手頃な価格であり、特性のばらつきも小さくなっています。 これらの理由から、pn ゲート トランジスタの方が好ましいと考えるべきです。
ゲート順バイアスモードを使用したこれらのトランジスタのいくつかのアプリケーションを見てみましょう。 図に図２ａは、線形増幅器の図を示している。 初期バイアスのない動作モードを使用することで、トランジスタVT2のソース回路の自動バイアス抵抗とブロッキングコンデンサを排除することができました。 DCステップの計算は簡略化され、次の式を使用して負荷抵抗R1の抵抗を決定するように削減されます。 R2 \ uXNUMXd（Upit-Uout o）/ Io ここで、Uout oは入力信号がない場合の出力電圧、Ioはトランジスタの初期電流です。 Uout o = 0,5 Upitを選択すると、式（1）が簡略化され、R2 = Upit/2Ioの形式になります。 このスキームに従ってアンプを開発するときは、初期ドレイン電流が数十ミリアンペアのトランジスタの場合、許容電力を超える可能性があることに注意してください。 ゲインを下げる必要がある場合は、抵抗R3がソース回路に含まれています。 この場合、ブロッキングコンデンサをオンにできないことを強調しておく必要があります。 交流モードは、既知の式に従って計算されます。 ゲインは、式Ku \ u2d S•R10から求められます。ここで、Sはトランジスタ特性の傾きです。 明らかに、Ku> 1,1では、ほとんどの場合、Upitまでの振幅での出力信号の増幅はUinで発生します。 正の入力電圧の許容振幅を Um より大きくする必要がある場合は、ソース回路 (コモン ワイヤへのカソード) の抵抗 R3 の代わりにダイオードをオンにする必要があります。 シリコン ダイオードの順方向バイアス電圧は、ダイオードの種類とトランジスタのソース電流に応じて、0,4 ～ 0,8 V (ほとんどの場合 0,5 ～ 0,7 V) の範囲になります。 ゲルマニウム ダイオードの場合、同様の値は 0,2 ... 0,6 V (0,3 ... 0,5 V) です。 ダイオードがオンになると、クローズバイアスによりドレイン電流が減少するため、前のDCモードを確保するには、抵抗R2の抵抗値を大きくする必要があります。 これは、急勾配がわずかに減少するため、Kn の増加につながります。 ダイオードの動的抵抗は小さいため、コンデンサでシャントしても効果がありません。 ダイオードを導入すると、わずかに (10% 以下) ゲインが減少します。 直流用のこのようなステージのモードは、式（1）によって計算されます。この式では、Ioの代わりにIodが使用されます。つまり、ドレイン電流はソース回路に接続されたダイオードになります。 必要に応じて、ダイオードと直列にフィードバック抵抗を接続することにより、Kuを減らすことができます。 追加のダイオードが存在するにもかかわらず、このような回路の実装は、消費電流の減少とゲインの増加につながるという理由で正当化される場合があります。 これらのプロパティは、セルフパワーデバイスにとって特に価値があります。 上記からわかるように、ダイオードを使用したステージの動作は、バイアス抵抗を使用した従来の動作に近いです。 主な利点は、ブロッキングコンデンサがないことです。これにより、動作周波数帯域が下から直流まで拡大されます。 さらに、デバイスの計算と調整が簡素化されます。 この段をトランス、カップリングコイル、テープレコーダヘッドなどの信号源で動作させる場合、漏れ抵抗R1は必要なく、回路は図2に示す非常に単純な形になります。 XNUMXb.
上で説明した、順方向バイアス下でのpnゲートを備えた電界効果トランジスタの動作の可能性は、別の重要なクラスのデバイスであるソースフォロワを構築するためにも効果的に使用できます。 図に図３は、ソースフォロワトランジスタＶＴ２の従来の回路を示している。 このノードの主な欠点は、出力電圧の制限が比較的狭いことです。 従来のエミッタフォロワ（VT3、図2、b）にはこの欠点がありません。 さらに、詳細が少なくなります。 ただし、エミッタフォロワの入力抵抗は比較的低くなります。Rin= h2eRe（h3eはトランジスタの静的電流伝達係数、Reはエミッタ回路の抵抗の抵抗です）。 図に示すように、すべての指摘された矛盾は、ソースフォロワーの直接接続により完全に排除されます。 3、c。 ここでは、ソースフォロワーとエミッターフォロワーの利点がうまく組み合わされています。 このスキームは、明らかにゲートの順方向バイアス電圧を回避することが不可能であるため、実用化には至りませんでした。 しかし、これは必須ではありません。ゲートの順方向電流の領域（図3のゾーン1）でのトランジスタの動作を除外するだけで十分です。 この問題は非常に簡単に解決されるため、このようなスキームを実際に適用することができます。 ソースフォロワの伝達特性は、一般式 Uout=Uo+UinxKp (2) で決まります。 Kp - ソースフォロワーの伝達係数。 フォロワーがゲートの閉バイアスの領域で動作するには、条件Uzが必要です。 実際には、より単純な条件 U と Upit (Ri はソース回路の抵抗器の抵抗値)。 この式による計算の暫定的な性質を考慮すると、100 μA 以下の矢印の完全な偏向電流を備えたマイクロアンメータを使用してノードをプロトタイピングするときは、Uz = Upit でのゲート電流がないことを確認する必要があります。 このようなソース フォロワの出力電圧は、Uo ... (Upit-Usi) 内にあります。
抵抗Riの異なる値でのKPZOZAおよびKPZOZEトランジスタのUpit=12Vで実験的に得られた依存性Uout=f（Uin）を図に示します。 4.グラフからわかるように、Uout（Uin = 0）から（Upit- -1）Vの範囲で伝達特性の線形性を確保することができます。このセクションを拡張するには、まず最初に行う必要があります。とりわけ、Uotcの値が最小のトランジスタを使用する必要があるUoを減らしてから、抵抗Rと（図2、cの図のR3）の最適な抵抗を選択します。 グラフのアスタリスクは、電流Izが1μAの値に達するポイントを示します。 図１に記載された線形増幅モードの実際の適用の例として。 ２チャンネル３Ｈ信号ミキサーの図を示す。 一般に、チャネルの数は何によっても制限されず、任意にすることができます。 抵抗器Ｒ３の抵抗は、式（１）によって決定され、ここで、Ｉｏの代わりにＩｏｄ ｎが置換され、ここで、ｎはチャネルの数である。
デバイスでは、UotsとIo（またはIod）の値が近いトランジスタを使用することが望ましいですが、チャネル間のゲイン差があるため、これらのパラメータの最大50 ... 100％の広がりは非常に許容されます入力レギュレータR1、R5で簡単に補正できます入力電圧の動作範囲で、どのチャネルも振幅制限モードに入っていないことを確認してください。 シリコンダイオードを使用する場合、各電界効果トランジスタのゲートでの正の半波の許容振幅は少なくとも1Vです。 電源電圧 Upit=9 V、出力電圧 Uout=0,1 V (実効値)、信号周波数 fc=0,1 kHz で 3 つのチャネルが動作している場合、ミキサのゲインはほぼ XNUMX に等しく、非線形のレベルに関しては歪みは、古典的な回路に従って構築されたものに劣りません。 著者：A.メズルミャン、モスクワ。 出版物: N. ボルシャコフ、rf.atnn.ru
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