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無線電子工学および電気工学の百科事典 EMI対策音源。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
1 つのトーンジェネレーターを備えたマルチボイス EMR は、信頼性が高く実用的なデバイスであることがすでに証明されています。ただし、使用されている発電機の特性により、その機能が十分に発揮されないことがよくあります。一般に、トーンジェネレータは安定性の高い水晶振動子または RC 回路に基づいて構築されます。この場合、電子的な周波数制御は除外されるか、非常に困難になります [XNUMX]。 以下に説明するデバイスは電圧制御トーンジェネレーターです。コントロール信号はさまざまなシェイパーやEMRコントロールから削除されます。これらには、周波数ビブラート ジェネレーター、エンベロープ ジェネレーター (自動チューニング変更用)、手動またはフット (ペダル) 制御を備えたグリッサンド (チューニング スライディング) レギュレーターなどがあります。 発電機の特徴としては、動作周波数が高いことが挙げられます。デジタル超小型回路の使用により、最大 7,5 ～ 8 MHz の動作周波数を備えた比較的シンプルで安価な VCO を実装することが可能になりました (図 1)。均等に平均律された音階を備えたほとんどのデジタル トーン ジェネレーターは、通常、異なる間隔変換係数を持つ 12 個の同一のカウンターで構成され、1 ～ 4 MHz の範囲のクロック (先行) 周波数が必要です。したがって、発生器の特性は、これらの周波数制限内で必要な直線性を提供するようなものでなければなりません。
発電機の動作原理は、リング状に閉じられた 2 つの同一の電圧制御フォーマによる、持続時間調整可能なパルスの形成に基づいています。したがって、XNUMX つのシェーパの出力でのパルスの減衰により、別のシェーパの出力で次のパルスの先頭が現れます。このデバイスの動作は、図 XNUMX に示すタイミング図で示されます。 XNUMX.
瞬間 t0 まで、制御電圧はゼロです。これは、要素 DD0 と DD1.1 に流れる入力電流 (約 1.2 mA を超えない) が共通のワイヤを介して閉じられているため、点 A と B で論理レベル 1,6 の信号が確立されていることを意味します。抵抗 R1 と R2、および制御電圧源の小さな出力抵抗。このとき、レベル 1.1 はインバータ DD1.2 および DD1 の出力でアクティブであるため、要素 DD1.3 および DD1.4 の RS トリガは安定状態の 1 つに任意に設定されます。明確にするために、直接 (図の上側) 出力の信号が 0、反転出力の信号が XNUMX であると仮定します。 時間 t0 で制御入力に特定の正の電圧が現れると、電流が抵抗 R1 と R2 を流れます。この場合、電流は抵抗器 R1 を通って、ダイオード VD1 の低抵抗と素子 DD1.4 の出力回路を通って共通線に流れるため、点 A では電圧はゼロに近いままになります。点Ｂでは、ダイオードＶＤ２が要素ＤＤ１．３の出力からのハイレベルで閉じられるため、電圧が増加する。抵抗器 R2 を流れる電流は、その静電容量、抵抗器 R1.3 の抵抗値、および制御電圧の値に応じて、コンデンサ C2 を 2 ～ 1,1 V まで充電します。 Uynp が増加すると、コンデンサの充電速度が増加し、より短い時間で同じレベルまで充電されます。 点 B の電圧が要素 DD1.2 のスイッチングしきい値に達するとすぐに、その出力はレベル 0 に設定され、RS トリガーが切り替わります。これで、直接出力のレベルは 0、反転出力のレベルは 1 になります。これにより、コンデンサ C2 が急速に放電され、電圧が低下し、コンデンサ C1 が充電され始めます。その結果、トリガーが再び切り替わり、サイクル全体が繰り返されます。 制御電圧の増加（図1の期間t2...t2）は、コンデンサの充電電流の増加と発振周期の減少につながります。これにより、発電機の発振周波数が制御されます。結果として得られるTTL素子の入力電流は制御電圧源の電流に追加され、抵抗R1とR2の抵抗値が高いとUynpでも生成を維持できるため、制御信号の限界を拡張することができます。 = 0。ただし、この電流は温度が不安定であるという特徴があり、生成周波数の安定性に影響を与えます。正の TKE を持つコンデンサ C1 および C2 を使用することにより、発電機の温度安定性をある程度高めることができます。これにより、温度変化に伴う素子 DD1.1 および DD1.2 の制御されない漏れ入力電流の増加が補償されます。 発振周期は、抵抗 R1、R2 の抵抗値、コンデンサ C1、C2 の容量だけでなく、他の多くの要因にも依存するため、周期を正確に見積もることは困難です。要素 DD1.1 ～ DD1.4 の信号の時間遅延を無視し、それらの論理電圧の値を 0、ダイオード VD1 と VD2 のしきい値電圧を 0 にすると、ジェネレータは式: T2=0t2=XNUMXRC*ln((IеR +Uupr)/(IеR+Uupr-Usp)) で表すことができ、微分方程式の解に基づいて取得されます。 dUc/dt = Ie/C + (Uupr-Us)/(RC)、 ここで、R と C はタイミング回路の定格です。 Uc - コンデンサ C の電圧。 Usp - 最大（閾値）電圧値 Uc; Uynp - 制御電圧。 IeはTTL素子の入力リーク電流の平均値です。 t0 - パルス持続時間。 T0 は発振周期です。計算によると、これらの式の最初の式は Uynp>=Usp の実験データと非常に正確に一致し、平均値が選択されたことがわかります。 Usp = 1,4 V。さらに、同じ微分方程式の解析に基づいて、次の結論に達します。 (IеR+Ucontrol)/(IеR+Ucontrol-Usp)>0、 つまり、IеR/(IеR-Usp)>0 の場合、デバイスは Uynp≥0 のときに動作します。この結論は、デバイスの実験的テストによって確認されています。それにもかかわらず、VCO 動作の最大の安定性と精度は、Ucontrol ≥ Usp = 1,2 ～ 1,4 V、つまり 0,7 ～ 4 MHz の周波数範囲内で達成できます。 ポリフォニック EMI または EMC に対する実際の音源回路を図に示します。 3. 動作周波数制限 (Ucontrol ≥ 0,55...8 V の場合) - 0,3...4,8 MHz。制御特性の非線形性 (0,3 ～ 4 MHz 内の周波数で) は 5% を超えません。
入力 1 はエンベロープ ジェネレーターから信号を受信し、オーディオ周波数スライディングを自動的に制御します。わずかなモジュレーションの深さ (トーンの 5 ～ 30%) で、ベースギターやその他の撥弦楽器や打楽器の音のトーンを模倣することができます。抽出の瞬間は標準からわずかに逸脱します（通常、サウンドのアタック中に急激に増加し、その後すぐに通常の値まで減少します）。 入力 2 には、マニュアルまたはペダル グリッサンド コントローラーから一定の制御電圧が供給されます。この入力は、調性を XNUMX オクターブ以内で調整または変更 (トランスポーズ) するだけでなく、和音のピッチに沿ってスライドしたり、クラリネット、トロンボーン、声などの音色を模倣する調性サウンドをスライドさせたりするために使用されます。 入力 3 には、ビブラート ジェネレーターからの正弦波、三角波、またはノコギリ波信号が供給されます。可変抵抗器 R4 は、ビブラートのレベルを 0...+-0,5 トーンの範囲で調整し、スイッチ SA1 が閉じているときの周波数偏差のレベルを +-1 オクターブ以上まで調整します。高い変調周波数 (5 ～ 11) Hz) と +-0,5 ～ 1,5 オクターブの深さにより、調性サウンドはその音楽的性質を失い、鈍いゴロゴロ音やガサガサ音を思い出させるノイズ信号の性質を獲得します。ファンブレード。低周波数（0,1...1 Hz）と同じ深さでは、ウクレレの「浮遊」サウンドに似た、非常にカラフルで表現力豊かな効果が得られます。 トーンジェネレーターの出力からの信号は、平均律の音階のデジタルシグナルコンディショナーの入力に供給されなければなりません。 制御信号のアクティブ加算器はオペアンプ DA1 に組み込まれています。加算器の出力からの信号は、論理素子 DD1.1 ～ DD1.4 を使用して作られた VCO の入力に供給されます。このデバイスには、VCO に加えて、要素 DD2.1、DD2.2 に組み立てられた例示的な水晶発振器、および DD3 マイクロ回路のトリガー上の 500 つのオクターブ分周器の回路が含まれています。このジェネレーターによってクロックが供給されます。ジェネレーターとトリガーは、周波数 1 kHz、2、4.1 MHz の 4.4 つのサンプル信号を生成します。これら XNUMX つの信号と VCO 出力からの信号は、オープンコレクタ素子 DDXNUMX ～ DDXNUMX に組み立てられた電子スイッチの入力に供給されます。 これらのスイッチはスイッチ SA2 ～ SA5 によって制御され、共通の負荷である抵抗 R13 を持ちます。各要素の出力回路は、論理 OR 機能を備えたデバイスを構成します。スイッチの 3.1 つがそのクロック信号を出力に渡すと、他のスイッチはスイッチによって Low に閉じられます。 ＤフリップフロップＤＤ３．１およびＤＤ３．２のＲ入力およびスイッチＳＡ２〜ＳＡ５の接点に供給されるハイレベルは、要素ＤＤ２．４の出力から除去される。 分周器を備えた水晶発振器は補助的な役割を果たし、主に VCO の動作調整、またはスイッチ SA3、SA4、SA5 (「4'」、「8'」、 「16'」）を使用すると、EMR チューニングを最低音域からそれぞれ XNUMX オクターブおよび XNUMX オクターブ上にシフトできます。この場合、当然、音の高さの調整や変更はできません。 発電機の欠点には、比較的低い温度安定性 (この場合はそれほど重要ではありません [2]) と、範囲の端、特に発電機の動作範囲の低周波数での VCO 制御特性の顕著な非線形性が含まれます。 図では、図 4 は、実験的に測定された、制御電圧に対する発電周波数の依存性を示しています。 1 - 図の回路による発電機の場合。 1、2 - 図。 3.
このデバイスは、厚さ 1,5 mm のフォイルグラスファイバーラミネートで作られたプリント基板上に組み立てられています。 K155 シリーズのチップは、K130 および K133 シリーズの同様のチップと交換できます。 K553UD1A ～ K553UD1V、K553UD2、K153UD1A、K153UD1V、K153UD2。 D9B の代わりに、任意の文字インデックスを持つこのシリーズのダイオード、および D2V、D18、D311、GD511A を使用できます。たとえば、正の TKE を持つコンデンサ C4 と C5 を選択することをお勧めします。 KT-P210。 KPM-P120、KPM-P33、KS-P33、KM-P33、K10-17-P33、K21U-2-P210、K21U-3-P33。コンデンサ C7、C10、C11 - K50-6。 デバイスの慎重なシールドには特に注意を払う必要があります。出力導体は 10 ～ 30 mm のピッチでコードに撚る必要があります。 正しく設置された音源は調整の必要がなく、電源を接続するとすぐに動作を開始します。 VCO 入力の制御電圧は 8 ～ 8,2 V を超えてはなりません。発生器の周波数安定性は 5 V 電源電圧の変化によって悪影響を受けるため、安定化係数の高い電源から電力を供給する必要があります。 文学
著者：I。バスコフ、カリニン地域、ポロスカの村 補足 I. Baskov の記事「EMR 用トーン ジェネレータ」(Radio、1987、No. 5、p. 48-50) で説明されている単純な電圧制御ジェネレータを繰り返すと、重大な欠点があることが判明しました。制御特性、マイクロ回路の電源電圧および周囲温度からの高周波数依存性変動。主な欠点は、発電機の励起が不十分であることです。これは、電源がオンになると、要素 DD1.1 と DD1.2 の入力に高電圧レベルが同時に現れる可能性があり (この記事の図 1 を参照)、低電圧レベルが発生する可能性があるという事実により発生します。出力に表示されます。要素 DD1.3 および DD1.4 に組み込まれた RS トリガの入力の低レベル電圧は、その直接 (ピン 6) および反転 (ピン 8) 出力が高レベルのときにトリガをそのような状態に設定および保持します。 、発電機は励磁されません。 この欠点は、ＲＳトリガ回路にも素子ＤＤ１．１およびＤＤ１．２を含めることによって解消することができる。その場合、これらの要素の入力で同時に高レベルの電圧を確立することができなくなり、発電機が容易に励起されます。 最も特性の良い発電機の回路図を図に示します。 1、a. RS トリガによってスイッチがオンになる要素 DD1.1 および DD1.2 は、コンデンサ C1 および C2 とともに、容量性フィードバックを備えた線形電圧発生器です。コンデンサ C1 および C2 を介したフィードバックのおかげで、制御特性は生成される振動の全範囲にわたって線形です。フィードバックはまた、マイクロ回路の電圧および周囲温度に対する周波数の依存性を低減します。
このような発電機の動作を示すタイミング図を図に示します。 1、b.電源投入後、素子 DD1.3 および DD1.4 の RS トリガは安定状態のいずれかに任意に設定されます。たとえば、ハイレベル信号がその直接出力で確立され、ローレベル信号がその反転出力で確立されると仮定します。その結果、コンデンサC2のみが充電の機会を得て、要素DD1.2の出力に直線的に減少する電圧が形成されます(図1、bのUv)。発電機の点 B の電圧が要素 DD1.4 のスイッチング閾値に達すると、RS トリガーは別の安定状態に切り替わります。ここで、その直接出力はローレベル信号を持ち、その反転出力はハイレベル信号を持ち、コンデンサ C2 はダイオード VD2 と素子 DD1.3 を介して急速に放電されます。 コンデンサ C1 も同様に充電されます。その結果、RS トリガーは元の状態に切り替わり、サイクル全体が繰り返されます。 制御電圧が変化すると、発電機コンデンサの充電電流とその振動周期が変化します。これにより、発電機の発振周波数が制御されます。制御電圧が 0 ～ 8 V (R1 = R2 = 2 kOhm、C1 = C2 = 150 pF) に変化すると、発振周波数は 0,25 ～ 4 MHz の範囲になります。 制御電圧Ucontrolの代わりに、マイクロ回路の電源電圧が抵抗R1とR2に印加される場合、正出力と逆出力、および素子DD1.1の出力で方形パルスが形成される発生器が得られます。 1.2 および DD1 - 低い非直線性係数を持つ線形に変化する電圧 (図 1、b の UA および UB)。抵抗器R2とR2の抵抗が約5kオームであれば、マイクロ回路の電源電圧に対する周波数の依存性が最小になります。電源電圧が +-0,1% 変化すると、周波数は +-0,05% 変化します。温度の不安定性は約XNUMX%/℃です。 発電機の発振周波数（周期）を制御する提案された方法は、パルスの持続時間を調整するために使用できます。図では、次に図２を参照すると、待機マルチバイブレータの図が示されており、その出力パルスの持続時間は、制御電圧Ｕcontrolを変更することによって調整される。装置は次のように動作します。初期状態では、RS フリップフロップの直接出力は低電圧レベル、反転出力は高電圧レベルになります。低レベル信号であるトリガー パルスは、RS フリップフロップを安定した単一状態に切り替えます。コンデンサ C2 が充電中です。直線的に減少する電圧が要素 DD1 の出力で形成されます。要素 DD1.1 のスイッチングしきい値に達すると、RS フリップフロップは元の状態になります。
このマルチバイブレータの特徴は、入力パルスの周期 (図 2b の t3 ～ t2) よりも長い持続時間のパルスを生成できることです。出力パルスの持続時間は、抵抗器 R1 の抵抗値、コンデンサ C1 の静電容量、および制御電圧の値によって決まります。制御電圧が 0 から 8 V (R1 = 2 kOhm、C1 = 330 pF) に変化すると、出力パルスの持続時間は 5...0,2 μs 以内に変化します。 ここで説明するジェネレータとマルチバイブレータは、電圧コンバータ、測定機器、EMI、その他多くの無線機器に応用できます。 著者: A.イグナテンコ、エカテリンブルグ
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