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低電圧源から電力を供給される電子安定器。 KR1211EU1 チップ上の電子安定器。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
低電圧源からの電源のこのバージョンは、特殊なマイクロ回路に実装された電子安定器です。 KR1211EU1. チップKR1211EU1 は、3 ～ 24 V のオンボード DC ネットワークによって電力供給されるコンパクト蛍光灯用の電子安定器 (バラスト) に特化したコントローラーです。CMOS テクノロジーを使用して製造されています。 テーブル内。 3.12 は、さまざまなケースにおけるマイクロ回路の特有の特性を示しています。 ケースのピン配置と結論の割り当てを図に示します。 3.56。
表3.12。 マーキングの異なるマイクロ回路の違い
パラメータとモードの最大値:
Электрическиехарактеристики:
仕事の説明。 1211EU1/Aマイクロ回路のブロック図を図に示します。 3.57。
基本的な 特徴 マイクロ回路 KR (KF) 1211EU1 - 出力パルス間に必須の一時停止を伴い、逆位相で動作する XNUMX つの十分に強力なキー制御チャネルの存在。 XNUMX 番目のチャネルのインパルスは、XNUMX 番目のチャネルのインパルスが終了してからしばらくして現れます。逆も同様です。 西洋の用語では、この一時停止は次のように呼ばれます。 むだ時間 - アイドルタイム。 このため、この超小型回路は、シンプルで再現が容易なパルス電圧コンバータの構築に非常に適しています。 マイクロ回路はで構成されています:
チップ管理 出力 IN、FC、FV を通じて行われます。 内蔵しきい値デバイスは超小型回路の制御ピンに接続されています。 IN ピンは分周器を切り替え、パルス整形器と出力アンプをブロックする RS トリガーをリセットします。 IN ピンに Low レベルの電圧が印加されると、K1 分周係数が選択され、RS フリップフロップがリセットされます。High レベルの電圧が印加されると、K2 分周係数が選択されます。 FC ピンと FV ピンは保護回路を構築するために使用されます。 FV ピンに高レベル電圧を印加すると、このピンに高レベル電圧が保持されている間、出力アンプがオフになります (OUT1 ピンと OUT2 ピンの電圧がゼロに設定されます)。 FC ピンに高電圧を印加すると、RS フリップフロップがセットされ、IN 入力で RS フリップフロップがリセットされるまで出力アンプがオフになります (OUT1 ピンと OUT2 ピンの電圧はゼロに設定されます)。 マイクロ回路のマスターオシレータの動作周波数は、出力Tに接続された回路要素R2、C1のパラメータに依存します。 抵抗器 R2 を流れる電流はコンデンサ C1 を充電します。 電圧が電源電圧の約2/3に等しいレベルまで上昇すると、それを分路するマイクロ回路の内部キーが開き、その結果、コンデンサが急速に放電します。 その後、このサイクルが繰り返されます。 マイクロ回路の入力 T における発振周波数 f は、次の式で推定できます。
デバイスを安定して動作させるには、コンデンサ C1 の静電容量は 3000 pF 以下、抵抗 R2 の抵抗は少なくとも 500 オームである必要があります。 入力 T の鋸歯状パルス (図 3.58) は、出力 OUT1 および OUT2 での出力パルス形成の基礎として機能します。 方形パルスが交互に表示され、その期間は IN 入力の電圧レベルによって異なります。
論理レベルが低い場合は XNUMX に等しく、論理レベルが高い場合はマスター オシレータの発振周期が XNUMX になります。 パルスの終わりに、マスターオシレータの XNUMX 発振周期に等しい期間の休止が形成され、その間、両方の出力の電圧は低くなります。 次に、パルスが別のチャネルに現れる、というように続きます、言い換えれば、超小型回路の出力におけるパルス繰り返し率 fO は、次の関係によって周波数 f に関係します。 入力 IN のローレベルの場合
入力INでハイレベル
ここで、分母の数値の合計は、出力 OUT1 と OUT2 での発振周期であり、入力 T での発振周期で表されます。 電源電圧の変化に対する発電機周波数の安定性の依存性は、図に示すグラフから推定できます。 3.59。 図に示すように、超小型回路によって消費される電流は、発電機の周波数が増加するにつれて増加します。 3.60。 発生器の出力は制御された分周器に接続され、その出力から対称逆位相パルスが整形器の入力に供給されます。 図に示すように、シェーパーはクロック周波数の 3.61 周期の期間でそれらの間に一時停止を提供します。 1211。 1 ～ 9 W の電力を持つ蛍光灯用の電子安定器で 15EU3.62 / A マイクロ回路を使用するための典型的なスキームを図に示します。 XNUMX。 インバータ回路は、タイミング回路とプッシュプル変圧器段を備えた1211EU1 / Aマイクロ回路で構成され、その負荷は蛍光灯を備えた発振回路L2、C8です。
電源を入れた後 回路は共振周波数より 30% 高い周波数の電圧でランプの陰極を加熱し、次に共振周波数と同じ周波数の高電圧を供給します。その影響でランプは点灯し始めます。通常モード。
発生器によって生成されるパルスの周波数は、入力 IN の高電圧レベル (分周係数が K2 に等しい) で、マイクロ回路の出力のパルス繰り返し周波数が回路の共振周波数と等しくなるように選択されます。発振回路。
電源電圧が印加されると、抵抗 R2 を流れる電流が IN ピンに接続されたコンデンサ C2 を充電し始めます。 RC 回路 R2、C2 の時定数により、ランプ陰極の加熱時間が決まります。 この場合、IN 入力電圧のしきい値に達するまでの間、ランプの陰極は共振周波数 (分周比 K1) よりも高い周波数で加熱され、しきい値に達した後、ランプの陰極が加熱されます。ランプが点火して点灯します（分周比K2）。 この回路の場合、発振回路の共振周波数は 45 kHz、コンデンサ C2 の充電時間は 2 秒です。 要素 L1、C5、および C6 は、正弦波の法則に従ってトランジスタのドレインの電圧を変化させます。 トランジスタはドレイン電圧ゼロでスイッチングするため、スイッチング損失が低減され、トランジスタの発熱が軽減されます。 1211EU1Aマイクロ回路は、周波数分周器の分周係数K1211とK1の両方の低い値(表1を参照)が2EU3.12とは異なり、これによりマスターオシレータfの周波数を約半分にすることができます。т。 これは、出力パルス間の休止期間がクロック周波数 f の XNUMX 周期に等しくなるように行われます。тも約XNUMX倍となっており、電界効果トランジスタに比べてスイッチング時間の長い安価なバイポーラトランジスタを出力スイッチとして有効活用することが可能となります。 図に示されている電界効果トランジスタに加えて、KP742、KP723、IRLR2905、STD20NE06L、SPP80N04S2L、SPP80N06S2L を使用できます。 最大 1 W のランプ用の昇圧トランス T15 として、ギャップのないカップ タイプ B22 (22 はカップの外径をミリメートル単位で表します) の装甲コア、フェライト グレード 2000NM が使用されます。 巻線 II には直径 150 mm の PEL が 170 ～ 0,3 ターン含まれ、巻線 I - 直径 2 mm の PEL が 18x0,6 ターン含まれています。 出力が 18 ～ 36 W の LL の場合、平均コア断面が 0,6 ～ 1 cm2 の、W 型または装甲のより強力なコアを使用する必要があります。 一部の磁気コアの主な幾何学的パラメータ 表に示されています。 3.13。 表3.13 いくつかの磁気回路の主な幾何学的パラメータ
表への注記。 3.13: K - リング磁気導体。 Ш - Ш 型。 B - 装甲あり。 SM、cm2 - 磁気回路の断面積の実効値。 SO、cm2 - 磁気回路窓の面積。 VM = IMxSM、cm3 - 磁気回路の有効体積。 一次巻線の巻数は電源電圧1Vあたり1,4～1巻に基づいて決定され、線径は3～4A/mm2の電流密度に基づいて決定されます。 たとえば、平均一次電流が 2 A の場合、直径 0,8 ～ 1 mm のワイヤを使用する必要があります。 同様に、二次巻線の巻数が計算されますが、パルスの振幅は少なくとも 150 V である必要があります。 電流制限チョーク L2 は、上で説明した IR2153 電子安定器で使用されるチョークと同様です。 アプリケーションノート。 供給電圧が増加すると、ランプに供給される電圧とマイクロ回路によって消費される電力が増加します。 ランプとパワートランジスタの両方の故障を回避するために、供給電圧（FV出力）と消費電流（FC出力）を超える電子安定器回路にブロッキングが導入されています。 供給電圧を超えた場合の電子安定器遮断ユニットのスキームを図に示します。 3.63。
電源電圧が増加すると、FV 入力の電圧も増加します。 応答しきい値を超えると、マイクロ回路の出力段がオフになります (出力 OUT1 および OUT2 にゼロに等しい電圧が設定されます)。 保護回路の動作レベル（最大許容電圧V）P MAX、出力段に供給される）は、抵抗値 R1、R2 の選択によって決まります。
ここで 0,6VCC -保護回路の動作のしきい値。 抵抗 R1 は、電源電圧の大きなサージ時に内部保護ダイオードを流れる電流を制限するのに十分な大きさでなければなりません。 出力段の電流保護回路を図3.64に示します。 XNUMX。
ランプが故障すると、ランプを流れる電流が急激に増加し、ランプのフィラメント間の電圧降下の増加につながります。 この電圧は検出器 VD1、C1 によって整流され、分圧器 R1、R2 を介して入力 FC に供給されます。 干渉による誤動作を防止するため、抵抗R1と並列にコンデンサC1が接続されています。 分圧器 R1、R2 は、ランプに流れる最大許容電流で FC 入力の電圧が 0,6V になるように計算する必要があります。CC. 図上。 3.65は、電源キーの保護を備えた電子バラストの図を示しています。
この回路は図に示した回路と似ています。 3.62 ですが、保護ノードが追加されています。 追加の抵抗 R3、R4 とジャンパ XI、X2 を使用すると、マスター オシレータの動作周波数を 5、10、15% 下げることができます。 要素 VD1 および R5 は、電力サージに対する保護を提供します。 電源電圧 V が増加するとp 17 V まではツェナー ダイオード VD1 が開き、入力 FV の電圧は 5 V になり、これは保護回路のしきい値に相当します。 端子 OUT1、OUT2 の電圧はゼロになり、トランジスタ VT1、VT2 が閉じます。 抵抗 R6 は、最大 5 V の電圧サージに対して FV 入力の電流を 100 mA に制限します。 抵抗 R11 は電流センサーです。 そこからの電圧は検出器 VD3、C8 に供給され、次に入力 FC に供給されます。 抵抗R11を選択し、閾値Iを設定しますMAX 現在の保護トリップ:
必要に応じて、この値は、電源からの消費電流への変圧器 T1 の変圧比を考慮して再計算できます。 要素 R7、R8、C5 を使用すると、1V レベルでのスイッチングの瞬間に電界効果トランジスタ VT2、VT0,2 のドレインでの電圧スパイクを制限できます。p。 マイクロ回路の負荷特性を図に示します。 3.66。
著者: Koryakin-Chernyak S.L.
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