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無線電子工学および電気工学の百科事典 パルスコンバータの電界効果トランジスタの制御。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線デザイナー ご存知のとおり、パルス電圧コンバータにバイポーラトランジスタの代わりに強力な電界効果トランジスタを使用すると、多くの利点が得られます。 これについては特別な文献で読むことができますが、第一に、平均的な読者には実質的にアクセスできません、そして第二に、強力な電界効果トランジスタの制御の問題が、原則として一般的な形式で説明されています。特定の回路への言及がないため、動作コンバータの詳細な説明がありません。 この記事の著者は、このようなデバイスにおける電界効果トランジスタの使用の特徴を紹介します。 誘導nチャネルを備えたMIS構造の電界効果トランジスタは、パルス電圧コンバータで最も広く使用されています。 (ソースに対して) ゲートの電圧がゼロの場合、トランジスタは閉じられ、かなり明確に定義されたしきい値を持つ正の電圧で開きます。 図上。 図 1 は、実験的に測定された IRF630 トランジスタのゲート・ソース間電圧に対するドレイン電流の依存性を示しています。 完全に閉じた状態から飽和状態までの入力電圧間隔は 0,5 V を超えません。これは、トランジスタが通常スイッチングしていることを意味します。
チャネル内には電荷キャリアの蓄積がないため、再吸収する時間がありません。 対応する制御信号によるドレイン電流パルスの立ち上がりと立ち下がりの期間は、20 A に達する最大動作電流で 30 ～ 9 ns です。最大動作ドレイン-ソース間電圧 Us max = 200 V、最大消費電力P pac max = 75 W。 MIS トランジスタの入力抵抗は純粋に容量性ですが、これは制御パルスがゲートに印加されたときに従来のコンデンサのように動作するという意味ではありません。 トランジスタの等価回路では、XNUMX つの主な静電容量が区別されます。入力 Czi - ゲートとソースの間。 通路Cse - ドレインとゲートの間、出力Cci - ドレインとソースの間。 容量 Sei は従来のコンデンサと同様にしきい値電圧 Upor までしか充電されず、トランジスタが開くとすぐに、容量 Ссз を介して負の電圧フィードバックが発生します。 入力容量の充電曲線に水平セクションが表示されます。 その持続時間は充電電流に応じて数分の一からマイクロ秒単位ですが、ドレイン電流パルスの形成において重要な役割を果たします。 充電曲線の特徴を調べるために、ノードを組み立てました。その図を図に示します。 2 (抵抗器 R3 なし)。 ドレイン電圧が数百ボルトに達するため、ノードは 1 つの電源 Upit2 と UpitXNUMX によって電力を供給されます。
節点の特徴点における応力図を任意のスケールで図に示します。 3.
その瞬間まで、入力の正の電圧によりトランジスタ VT1 は開いたままになります。 トリガパルスの立ち上がりと立ち下がりの持続時間（オシロスコープアンプの立ち上がり時間との合計）は20ナノ秒を超えなかったため、図には示されていません。 セグメント t1 ... t2 では、トランジスタ VT1 がすでに閉じているとき、VT2 もまだ閉じており、そのゲートの電圧は時定数 R2Czi で指数関数的に増加します。 画面上では、この最初のセクションは直線セグメントのように見えます。 トランジスタＶＴ２は、時間ｔ２で、すなわち、いくらか遅れて開く。 tset2 = t2 - t1 とします。 t2 の瞬間から、ドレインとゲート間に容量 Ссз (ミラー効果) を介して負のフィードバックが働き始めます。 ゲート電圧の増加が止まり、t1 ... t2 区間のグラフ b が画面上の水平線になります。 一方、時刻ｔ２以降、ドレイン電流の増加によりｂ点の電圧は低下し始める。 t3 の時点で、トランジスタ VT2 が完全に開き、そのドレインの電圧はほぼゼロに達して一定のままとなり、負の OS は Cse を通じてオフになります (OS 電流はゼロ)。 ゲート電圧は再び Upit1 まで指数関数的に増加し始めます。 t4 の時点で、トランジスタ VT1 が開き、容量 Czi が放電し始めます。 放電の時定数は充電よりもはるかに小さいため、トランジスタ VT2 のゲートの電圧は非常に急速に減少し、Unop 値に達するまで (瞬間 t5)、トランジスタ VT2 は開いたままになります。 時間 t5 で、回路が閉じ始め、ドレインの電圧が増加し始め、負の FB が再び動作します。 チャート b にはステップが表示されますが、クローズが非常に速いため、その期間は非常に短くなります。 トランジスタは、ゲートの電圧がゼロに低下する前にオフになります。 U から t5 までの時間間隔は、スイッチオフ遅延時間 tset2 = t5 -t4 です。 パルス電圧コンバータの信頼性の高い動作のための最も重要な条件の XNUMX つは、強力なトランジスタに対する安全なスイッチング モードの形成です。 トランジスタがオンになると、ドレイン電流はゼロから最大まで増加し、その両端の電圧は最大からほぼゼロまで減少します。 トランジスタが閉じると、プロセスは逆になります。 動作点の軌跡全体にわたる電流と電圧の両方、およびそれらの積が許容値を超えないことが必要です。 過渡的な位置での電流および電圧のサージは排除するか、最小限に抑える必要があります。 これらの目標は、トランジスタのスイッチング プロセスを強制的に遅くすることで達成されます。 同時に、トランジスタでの発熱を減らすために、パルスの立ち上がりと立ち下がりはできるだけ短くする必要があります。つまり、妥協点を見つける必要があります。 実験によれば、電界効果トランジスタを使用すると、バイポーラトランジスタよりも問題が簡単に解決されることがわかります。 ドレイン電流パルスの立ち上がり時間は水平区間 t2...t3 の期間に等しく、これは抵抗 R2 の抵抗値に比例します (図 2 を参照)。 フロント持続時間 tf の抵抗器 R2 の抵抗値への依存性を図に示します。 4. したがって、この抵抗を選択することにより、ドレイン電流の上昇率を簡単に設定することができます。
図のスキームに従って電界効果トランジスタをオンにします。 2 には、問題の解決に役立つ興味深い機能が XNUMX つあります。 パルスの初期段階におけるドレイン電流の上昇率が著しく減少し、その結果、ドレイン電流パルスの先頭でのサージが完全になくなります（ドレイン電流パルスの形状は、次の形状によって判断できます）。点cの電圧パルス） 強力な電界効果トランジスタの開時間は、対応するスキームに従って含まれるバイポーラの時間とほぼ同じであり、閉時間はXNUMX分のXNUMXです。 したがって、Upit630 \u1d 15 VおよびR2 \u560d 0,5オームのIRF0,06トランジスタの場合、topen = 7,5μs、tclose = 20μsです。 このような高い閉速度では、ドレイン電圧パルスの降下には、Up = 20 V で 27,5 V のサージがあります。パルス振幅も XNUMX V です。これは、サージがその振幅の XNUMX% であることを意味します。 サージは入力信号が静電容量 Cse を直接通過するためであると考える人もいます。 もちろん、通過するには条件がありますが、入力信号のパワーがこれには低すぎると思います。 可能性の高い原因は、ドレイン電流の急激な減少に対するトランジスタ電源回路の反応であると私は考えています。 いずれにせよ、この現象と戦わなければなりません。 最も簡単な方法は、トランジスタ VT2 の入力容量の放電時間を長くしてサージを低減することです (図 2 を参照)。 これを行うために、トランジスタ VT1 のエミッタ回路に抵抗 R3 を追加しました。R3 = 56 オームではサージの振幅は 1,75 V または 9% に減少し、R3 = 75 オームでは 1 V または 5% に減少しました。パルス振幅の。 抵抗 R3 を使用すると、パルス フロントの持続時間はわずかに増加します (約 0,1 μs)。 容量 0,47 ～ 1 μF の直列接続されたコンデンサと抵抗 1 ～ 2 オームの抵抗器の回路が負荷抵抗 Rн (回路の第 2 端は共通のワイヤに接続されます)。 この回路は、トランジスタ VTXNUMX の端子のできるだけ近くに配置する必要があります。 プッシュプルコンバータでは、リストされているものに加えて、電流による別の問題が発生します。 バイポーラトランジスタをベースにしたデバイスにこの現象が現れる理由は、トランジスタのベースにおける過剰なマイナーキャリアの吸収時間が有限であるためであり、そのため、トランジスタの開放を人為的に遅らせる必要があるのです。 、ターンオンとターンオフの遅延は自動的に発生し、遅延の期間は安定しています。 電界効果トランジスタには電荷の蓄積がないにもかかわらず、tset2 > tset1 の場合にのみ貫通電流が発生する可能性があります。 コンバータの一方のアームでトランジスタが閉じてから、もう一方のアームでトランジスタが開くようにすれば、この電流は発生しません。 言い換えれば、あるトランジスタが閉じてから別のトランジスタが開くまでの間には、一時停止が必要です。 電界効果トランジスタを開くのに必要な電力は比較的わずかです。 制御パルスは、事前の電流増幅を行わずに、論理回路の出力から直接適用できます。 コンバータ自体の出力電力は数百ワットに達することがあります。 強力な電界効果トランジスタを制御するために、業界では最大 100 mA 以上の出力電流を可能にする特殊なマイクロ回路が製造されています。 しかし、これらはユニバーサルマイクロ回路であり、Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pFおよび数百キロヘルツの変換周波数でトランジスタを制御するように設計されています。 デジタルマイクロ回路によって制御されるトランジスタのスイッチング回路の一部を図に示します。 5 トランジスタ VT1 と VT2 の入力容量は、それぞれ抵抗 R1 と R2 を介して充電され、ダイオード VD1 と VD2 を介して放電されます。これは、図の回路に従ってスイッチをオンにすることと等価です。 2.
図上。 図６は、トランジスタＶＴ１およびＶＴ２のドレイン電流パルスを異なる時間スケールで示す。 オシロスコープの画面上の信号は、細い歯のある直線のように見えます (図 6、a)。 スパイクは、ドレイン電流パルス間の短い休止期間です。 大きな時間スケールでの休止の形状を図に示します。 1b. 信号は、チャネルの 2 つを反転した「合計」モードの 6 チャネル オシロスコープの画面で観察できます。
ただし、図の図は、 5 は、強力なスイッチング電源を構築するのに一般的なものではありません。 ほとんどの場合、ハーフブリッジ電圧コンバータが使用されます。このコンバータでは、強力なトランジスタの制御回路が直流的に互いに絶縁されている必要があります。 ハーフブリッジコンバータの図（いくつかの補助ノードを除いた簡略化された形式）を図に示します。 図７のスキームによる装置。 ここでは、制御パルス発生器および追加の電源として、図５の回路が使用される。
このコンバータは 25 kHz で動作します。 出力電力 - 200 W。 CD1.1BCN チップのロジック エレメント DD1.2、DD4011 上のマスター オシレーターは、非常に安定して動作します。 別の超小型回路では、周波数が示された周波数と異なる場合があるため、抵抗器 R2 (および場合によっては R3) を選択する必要があります。 マスターオシレータの電源電圧は 561 V、つまりこのマイクロ回路の最大許容電圧であるため、K7LA15 マイクロ回路を使用することは望ましくありません。 IRFD010 トランジスタの入力容量は小さいため、パルス間の休止時間は 0,5 μs を超えません。 5 pF 以上の容量のコンデンサ C6 と C100 (破線で示す) を接続すると、一時停止の継続時間を長くすることができます。 対称的に一時停止することができます。 休止が対称である場合、トランジスタ VT1 と VT2 のゲート間にコンデンサを含めることにより、休止をより簡単に拡張できます。 この場合、パルスの立ち上がりと立ち下がりの期間はわずかに増加します。 パルス自体の対称性は、抵抗 R2 を選択することによって実現されます。 説明したトランスデューサの場合、パルスのベースでの休止期間は 0,1 μs、ピーク間は約 0,45 μs です。 変圧器 T1 の巻線 III と IV から来るパルスは、強力なトランジスタ VT3 と VT4 を開きます。 このようなトランジスタの組み込みは、図の図に示されているものと等価です。 任意のスケールでの変圧器 T2 の一次巻線のパルスの形状を図 3 に示します。 2.
抵抗 R6 はデバイス内で重要な役割を果たします。 パルスフロントのサージを除去し、共振現象を抑制します。 そこから信号を取得して、パルスとパルス間の休止パラメータを観察および制御すると便利です。 彼の抵抗は、これらの目標を達成するために必要最小限であるべきです。 著者: M. ドロフィーエフ、モスクワ
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