|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
無線電子工学および電気工学の百科事典 水晶フィルターの周波数応答を調整するための XNUMX チャンネル狭帯域 VCO。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / アマチュア無線デザイナー 水晶フィルタまたは個別の水晶フィルタを使用して IF パスをチェックして確立する場合、ほとんどのアマチュア無線家はテスト信号をどこで取得するかという問題に直面します。 受信機ミキサーを使用して間接的にパラメータを測定できるとは限りません。 入手可能なすべての、比較的安価な高精度、多機能測定発生器が 30 ～ 90 MHz の周波数範囲をカバーしているわけではありません。そうでない場合、従来の RF 発生器 (GKCh 機能付き) の安定性により、水晶フィルタの特性を正確に測定および調整することができません。 。 そして、ほとんどの場合、そのような機器は利用できず、これらの作業のためだけに高価な発電機を購入するのは不合理です。 この記事では、小さな (数十 kHz) 調整範囲、2 ～ 90 MHz の中心周波数、50 Ω の出力インピーダンス、100 Ω の出力信号を備えた 300 チャンネルの電圧制御発振器 (VCO) について説明します。 ...XNUMXmVスイング。 このデバイスは、GKCH ではなく周波数応答メーターの一部として動作するように設計されており、別のノコギリ波信号発生器と連携して動作することもできます。 VCO の安定した動作を得るために、2 ～ 12 MHz の周波数およびさらなる周波数逓倍用の安価で手頃なセラミック共振器が周波数設定要素として使用されました。 もちろん、最新の要素ベースでは、DDS ジェネレーターまたは PLL を備えたジェネレーター (マイクロコントローラーと適切なソフトウェアを使用) で同じ問題を解決することができますが、その場合、そのようなデバイスの複雑さはテスト対象の機器の複雑さを超えることになります。 そこで、インダクタを製作するのではなく、入手可能な素子を使って簡単な発電機を作成し、簡単な測定器を使って装置を調整することを目標としました。 デバイスは、所有者のニーズに応じて、搭載または非搭載が可能な個別の機能ユニットに分割されています。 たとえば、多機能の DDS ジェネレータがある場合、周波数逓倍器とメイン フィルタだけを使用してジェネレータを組み立てて最終周波数に到達することはできません。 不安定な動作を避けるために、高周波部分には 74ACxx シリーズ CMOS マイクロ回路のみを使用することをお勧めします。 寸法が1x100 mmのデバイスの基板（図160）は、片面（ワイヤージャンパーを除くすべての要素が配置される上面）または両面にすることができるように設計されています。 、25 MHz を超える周波数でデバイスを使用する予定の場合。 回路図と基板上の要素の番号付けは、それらが含まれるノードに割り当てられた番号から始まります。 図上。 図２は、基板の片面バージョンへの要素の取り付けを示している。 この場合、DIP パッケージ内の超小型回路のピンはプリント導体の側面からはんだ付けされるため、特別な注意が必要です。
セラミック共振子は短期周波数安定性に優れているため、その信号を使用して水晶フィルタを設定し、急峻な傾きを確実に測定することができます。 このような共振器の相互共振間隔は、水晶のものよりも一桁大きいです。 公称値の +0,3 ... -2% まで周波数を問題なく引き上げることができます。 テーブル内。 図1は、2015年にロシアで購入された圧電セラミック共振器の主なパラメータと、74AC86超小型回路の論理素子上に発電機を構築した場合の周波数調整範囲を示しています。 表1
1) P - ZTA シリーズの共振器、PC - ZTT シリーズの共振器 (コンデンサ内蔵)、D - 弁別器 (FM 検波器用)。 2) 280pFのコンデンサXNUMX個付き。 3) 20pFのコンデンサXNUMX個付き。 高周波数 (13 MHz 以上) 用のセラミック共振器は明らかに異なる技術を使用して製造されており、その周波数調整範囲は非常に狭いです。 ZTT シリーズ共振子にはコンデンサが内蔵されているため、周波数の調整が非常に難しく、常に公称周波数を取得できるとは限りません。 テーブル内。 図 2 は、さまざまな無線受信機 (RPU) およびトランシーバーにおける最も一般的な IF 周波数と、セラミック共振器を使用してこれらの周波数を生成するオプションを示しています。 必要な乗算または除算を分析すると、オプションの数を増やして信号品質を確保するために XNUMX による乗算を適用する必要があることがわかります。 表2
提案された周波数逓倍器の動作を理解するために、74AC シリーズのロジック CMOS 素子の出力信号のスペクトルの重要なパラメーターを簡単に説明します。 これらの高速素子は 2 ～ 6 V の電源電圧で動作し、容量性負荷がなければ、出力パルスの先頭の最小持続時間は 1 ns で、最大 250 秒までの重要なスペクトル成分を取得できます。周波数25MHz。 同時に、素子の出力インピーダンスは約 74 オームであるため、高調波成分から大きなエネルギーを得ることが容易になります。 このシリーズの論理素子の伝達特性は対称的であり、出力段の出力電流と入力電流の負荷容量とスイッチング速度は同じです。 したがって、30 MHz までの周波数までの XNUMXACxx シリーズのロジック エレメントとトリガーの出力信号は理想的であると考えられ、パルス信号のスペクトルに関連するすべての数学の法則を実際に高精度で適用できます。 同じパルス幅 t の矩形信号и そして一時停止しますп いわゆる蛇行 (デューティ係数 Q = T/tи \u2d XNUMX、ここで、Tはパルス繰り返し周期T \uXNUMXd tですи+tп, ただし、「充填率」という用語が使用されることもあります。デューティサイクルの逆数K \u1d XNUMX / Q）は、最初の高調波（F）を除いてスペクトルに含まれます。1 = 1/T - 基本周波数)、および奇数高調波 (2n+ 1)F1, ここで、n = 1、2、3.... 実際には、偶数高調波の抑制は特別な手段を使用せずに 40 dB に達する可能性があり、最大 60 dB の抑制を得るには、長時間の高調波の抑制を確保する必要があります。 CNF を使用し、追加の慎重な調整を行うことで、要素のパラメーターの期間安定性を実現します。 経験によれば、最大 74 MHz の周波数で 74 つの分周器 (4040ACxx シリーズの D フリップフロップと JK フリップフロップ、および分周器 4AC60) がこのような抑制を最大 30 dB 提供することがわかっています。 30 MHz の出力周波数では、それは 100 dB に減少し、XNUMX MHz を超える周波数では、偶数高調波の顕著な抑制はありません。 したがって、方形波はスペクトルの相対的な純度により、後続のフィルタを簡素化するため、周波数逓倍器では特に重要です。 このため、提案されたデバイスは信号の対称性を調整するための要素を提供します。 74ACxx シリーズ エレメントのほぼ理想的な出力特性により、スペクトラム アナライザを使用せずに、調整エレメントを使用して、出力の平均 DC 電圧を測定することで目的の信号形状を得ることができます。 最大 40 MHz の周波数で最大 50 ～ 20 dB の偶数高調波の抑制が問題なく得られます。 出力信号のデューティサイクル（デューティサイクル）の測定は、DC電圧測定モード（R）のデジタルマルチメータを使用して実行できます。〜で ≥ 10 MΩ)、測定限界を変更せずに使用できます (図 3)。 まず、マルチメータが校正されます。このために、マルチメータは33 ... 100 kOhmの抵抗を持つ抵抗器を介して電力線（マイクロ回路の対応する端子に直接）に接続されます。 マルチメータの入力抵抗は 10 MΩ であるため、その読み取り値 (Uк) は電源電圧より 0,3 ... 1% 低くなります。 抵抗器は、ワイヤおよびマルチメータの入力のすべての静電容量とともに、高周波信号のローパス フィルタを形成します。 ロジックエレメントの出力に Q = 2 のパルス信号がある場合、マルチメーターには U が表示されます。O = 0,5Uк。 図上。 図 4 は、特別な平衡化手段を講じていない 74AC86 超小型回路発生器の出力における信号スペクトルを示しています。第 36 高調波に対する第 XNUMX 高調波の抑制は約 XNUMX dB です。 これは、周波数逓倍器を使用する場合にはあまり良くありません。
出力信号の対称性を破ると、他のスペクトル成分を抑制できます。 たとえば、Q = 3 (図 5) では、6 の倍数の高調波が出力信号で抑制されます (図 XNUMX)。 このようなモードの確立はマルチメータを使用して実行されます。必要なのは平均電圧Uを取得することだけです。O = 0,333Uк (または0,666Uк）。 このオプションは、XNUMX または XNUMX による乗算を求める必要がある場合に特に興味深いです。 高調波では、フィルタのコストにより、このオプションの実装がすでに困難になっています。
したがって、方形波は、3 次までの信号の奇数高調波を取得するのに理想的です。 より高い音はすでに大幅に減衰されており、それらを抽出するには複雑なフィルターとアンプが必要になります。 2,41 番目と 41,5 番目の高調波は、出力信号デューティ サイクル Q = XNUMX で最もよく得られます。スペクトル内にすべての近似高調波が必要な場合は、Q = XNUMX (K = XNUMX%) を調整する必要があります。 ここで重要な指摘が続きます。 場合によっては、局部発振器 PLL またはマイクロコントローラーからの干渉が受信機内に「さまよう」ことが起こります。 クロック信号のデューティ サイクルを適切に選択すると、干渉する高調波の一部を抑制できます。 ただし、一般に、クロック信号のデューティ サイクルがデフォルトで正確に Q = 2 に設定されている場合、クロック信号からの高調波の全体的なバックグラウンドを低減できます。 提案されたデバイスは、主に線形モードで動作する論理 CMOS 素子を使用します。 このために、インバータモードが使用され（要素が 7 入力の場合、3 番目の入力は共通線または電力線に接続されます）、DC フィードバックが導入され（図 1）、動作点を中間に維持します。伝達特性。 抵抗 R2 は OOS を提供し、抵抗 R74 と R1,2 の助けを借りて、伝達特性上の動作点の位置をシフトできます。 この方式により、スイッチングしきい値が約 3,3 V (電源電圧 50 V の場合) である 2xCTxx シリーズのロジック エレメントのバランスを取ることも可能になります。 正しい設定の基準は、出力電圧が電源の XNUMX% に設定されることです。 抵抗器 RXNUMX の抵抗値は、入力信号回路への影響が少なくなるように、できるだけ大きく選択されます。
伝達特性の急峻さは、30 ～ 40dB の電圧ゲインに対応します。 したがって、数十ミリボルトの電圧を持つ入力信号によって、出力はすでにゼロから最大まで変化します。 ある状態から別の状態に切り替える際のノイズを低減するには、入力で特定の信号スルー レートを提供する必要があります (74ACxx シリーズの場合 - 約 125mV/ns)。 この場合、特性のアクティブセクションを通過する間に干渉ノイズや自己励起が発生しない下限周波数が存在します。 ゲート入力で並列 LC 回路が有効になっている場合、ノイズを発生させることなく、より低い周波数の入力信号が許可されます。 周波数 3,3 MHz で電源電圧 3 V の場合、最小電圧振幅は 0,5 ... 1 V です。より低い周波数で動作するには、74HCxx、MM74Cxx、40xx シリーズのロジック エレメントを使用する必要があります。 EXCLUSIVE OR 要素 (IC 74AC86) に基づいて、信号が 8 つの入力に直接適用される場合、RC 回路に基づく遅延ラインを介してもう 1 つの入力に周波数逓倍器を簡単に作成できます (図 0,2)。 RC 回路の時定数 (τ) がパルス繰り返し周期 T よりも大幅に小さい場合、入力電圧が低下するたびに出力で短いパルスが得られます。つまり、パルスの数 (したがってその周波数) は倍増した。 コンデンサC1の遅延（RC回路の時定数）が増加すると、信号は三角波になり、その振幅が減少するため、スイッチング精度が低下し、信号品質が低下します。つまり、フロントがノイズで「浮き」ます。 このような乗算器は、τ < 2T で安定して動作します。 彼にとって、t2 = t40 であることが非常に重要です。 この場合、入力信号は蛇行しており (Q = XNUMX)、入力周波数の信号は乗算器の出力で抑制されます (最大 XNUMX dB)。
Q = 3 の場合、出力信号のより純粋なスペクトルになります (図 9)。 この場合、乗算器は出力で周波数 2F の高調波を「出力」します。1、4F1、8F1、10F1、14F1、16F1 等。）。 2F の高調波のみが実際的に重要です。1 そして4F1、および周波数 F の高調波の抑制1、3F1、5F1 そして6F1 助けてくれる。 この設定では、出力は U になります。O = 0,333Uк.
VCO のタスクが水晶フィルタを確立するための信号を生成することである場合、ロジック エレメントの出力からのパルス信号を (抵抗整合減衰器を介して) 水晶フィルタに直接適用するだけでは十分ではないのではないかという疑問が生じるかもしれません。 ）？ 結局のところ、フィルター自体が他の高調波を抑制します。 場合によってはこれが可能ですが、最大かつ最も予測不可能な害虫は、大きなパワーを持つ主高調波です。 フィルタを簡単に「バイパス」し、広帯域検出器に大量のバックグラウンド信号を発生させる可能性があります。 残りの高調波の合計エネルギーも大きくなり、結果は同じになります。 さらに、多くの高周波水晶フィルタは高調波 (主に 10 次) で動作し、同時に基本周波数付近にスプリアス伝送チャネルがあり、テスト信号がそこを通過して画面上の周波数応答に歪みを引き起こす可能性があります。それは実際には存在しません。 したがって、周波数逓倍器の出力でフィルターを放棄しないことをお勧めします。これは、RPU での作業の品質を最終的に決定する最も重要な要素の 4 つです。 図の例では、 図 55846 は、30 ループ LC フィルタを通過した後の信号 (図 42 を参照) のスペクトルを示しています。 XNUMX 次高調波 (XNUMX kHz) は出力に残り、XNUMX 次高調波は XNUMX dB 抑制され、主高調波は XNUMX dB 以上であるため、高品質の測定にはほとんど干渉しません。
測定発生器のブロック図を図に示します。 11. この回路は、デバイスの機能を拡張するために、同じ設計の 1 つのジェネレーター (G2、G1) を提供します。 その後、周波数逓倍器 U2 または周波数逓倍器 U1 で中間周波逓倍が行われます。 乗算係数は 1、3、100、または XNUMX です。 さらに、逓倍器/分周器 UXNUMX では、信号の周波数を乗算前に XNUMX または XNUMX で分周することができます。 要素 DDXNUMX の出力のミキサー内で、ローパス フィルター ZXNUMX (カットオフ周波数 - XNUMX kHz) を通過した後、周波数 F = | n で信号が生成されます。1Fゴング1 -n2Fゴング2|。 ミキサーは倍音にも作用します。
要素 DD2、DD3、Z1、Z2 は変調器内で動作し、乗算の最終段階で必要な信号のデューティ サイクルを形成します。 デューティ サイクル Q = 2 では、要素 Z1 と Z2 は必要ありません。 DD4 と DD5 はバッファアンプとして機能し、さらにパルス変調することもできます。 ジェネレータ G3 はインパルス ノイズをシミュレートするために短いパルスを生成し、SPON 信号の高レベルによってアクティブになります。 (対応するコンデンサの静電容量を増やすことによって) 周波数が 100 ～ 1000 分の XNUMX に低下すると、RPU の AGC またはノイズ サプレッサーのダイナミクスを調整することが可能になります。 フィルター Z4 と Z5 を使用して、目的の高調波が選択され、アンプ A2 と A3 が信号に必要なレベルを与えます。 ジャンパ S3 と S1 を使用して、GEN-2 出力で結合信号を生成できます。 電源ユニット (PSU) はデバイス ノードに 3,3 V を供給します。また、テスト対象の低電力機器 (TECSUN、DEGEN 無線受信機など) に電力を供給するための +3,9 V 電圧出力もあります。USB からの +5 V 電圧は、携帯電話の電源入力ポートまたは充電器に供給されるだけでなく、出力電圧 5 ～ 15 V の非安定化主電源からも供給されます。デバイスによって消費される電流は、発電機の周波数によって異なります。完全なセットでは 70 mA を超えません。 マスターオシレーター 出力周波数が 55845 kHz と 34785 kHz のバリアントの VCO 回路を図に示します。 論理素子に基づく水晶発振器の単純でよく知られた「コンピュータ」回路とは対照的に、ここではバリキャップアセンブリ VD12、VD100 (VD101、VD200) が周波数調整に使用されます。 RF 信号の各アセンブリでは、バリキャップが直列に接続されています。 これにより、それぞれの信号電圧を下げ、比較的小さな制御電圧を適用することができます。
バリキャップの選択は、共振器の動作モードによって異なります。 マスターオシレーター (MG) が周波数 (F) で動作する必要がある場合、zg)、共振器の公称周波数より高いかそれに近い場合、最大 40 pF までの静電容量を持つバリキャップ (KV111、BB304) が適しています。 周波数を公称値よりも数十キロヘルツ低く再構築する場合、ボードには同じタイプの追加アセンブリを取り付けるための場所が用意されています。 また、周波数がすでに公称周波数より 100 kHz 低い場合は、2 V の電圧で静電容量が約 150 pF になるバリキャップが必要になります (BB212)。 同調コンデンサ C102、C107 (C202、C207) を使用すると、「SCAN-1」(「SCAN-2」) 入力の制御信号に応じて周波数スキャン範囲をシフトできます。 1 ～ 2 V の制御電圧を周波数制御入力「SCAN-0」(「SCAN-15」) に適用できます。この場合、バリキャップの電圧は 1,65 ～ 9,15 V に変化し、 VCO の変調特性は良好な直線性を持っています。 発電機をアクティブにする (スイッチを入れる) には、ジャンパ S100 "EN1" (S200 "EN2") を取り付ける必要があります。 トリマー抵抗器 R106 (R206) は、出力信号のバランスをとり、蛇行を実現するために機能します。 エレメント DD100.3 (DD200.3) では、バッファ ステージまたは 111 倍の周波数逓倍器を組み立てることができます。 最初のケースでは、抵抗R211（R109）を取り付けなければ十分です。 次に、特定の周波数で最高品質の信号を取得するには、コンデンサ C209 (C3) を選択する必要があります。 図に示されているこのコンデンサの容量値は、6 ～ 2 MHz の乗算に適しており、16 ～ 108 MHz の他の出力周波数に対して比例して変更できます。 トリマ コンデンサ C208 (C3) は、出力信号スペクトルの最大純度を設定します (最適デューティ サイクル Q = XNUMX)。 最初の ZG では、分周器はトリガー DD101.1 および DD101.2 に組み込まれており、出力 (XT100.1) でスイッチ S100.4 ～ S100 を使用すると、0,25F の周波数の信号を設定できます。zg、0,5Fzg、Fzg、2Fzg。 周波数を切り替える必要がない場合は、スイッチの代わりに必要なジャンパを取り付ける必要があり、DD101 チップは取り付けません。 広帯域 111 逓倍モードは、RC 回路 R108、C109、C211 (R208、C209、CXNUMX) によって実現されます。 必要な周波数で信号を分離するために、素子 L100、L101、C113、C114 (L200、L201、C213、C214) で構成される LC 回路が使用されました。 101次高調波を強調表示するには、コイルL100とL201（L200とL3）のインダクタンスの比は1：6、1次高調波を強調表示するには2：4、1次高調波（Q \u3d 5）の場合は約10にする必要があります。 : 6. 周波数 20 ～ 2 MHz の場合、合計インダクタンスは 114 ～ 214 μH、周波数 117 MHz の場合は約 214 μH でなければなりません。 この回路は、トリマ コンデンサ C100.4 (C200.4) を使用して共振するように調整されます。 測定装置の影響により、回路自体で信号振幅を直接制御して共振を決定することは望ましくありません。 これを行うのは、抵抗 R2 (R2) を使用して、DD101 (DD201) 素子の出力で蛇行をわずかに「中断」し、次に共振時 (これが正弦波の最大振幅です) で行うのが最善です。信号)、出力信号のデューティ サイクルが Q = XNUMX に近づくと、この抵抗により XTXNUMX (XTXNUMX) の出力における Q = XNUMX の正確な値が設定されます。 基本周波数で動作する場合、このLC回路の素子やバランス素子は実装されず、DD100.3(DD200.3)素子の出力がDD100.4(DD200.4)の入力に直接接続されます。要素。 抵抗 R106 および R206 は、XT2 (XT101) の出力で Q = 201 を設定します。 変調器 変調器の要素 DD301.1 および DD301.3 は、必要な周波数倍率に応じて構成されます。これには、前の段階で Q = 2 の正確な設定が必要です。 奇数倍の場合、RC遅延回路の設定は不要で、両入力に同じ信号が印加されます（R307、R309、C302～C305は設定しません）。 3 または 11 倍にするために、これらの回路は DD301.1 エレメントのピン 3 と DD301.3 エレメントのピン XNUMX で Q = XNUMX を設定します。 素子 DD301.2 (DD301.4) では、パルス変調が行われます。 信号は出力から抵抗 R400 (R500) を介してメイン フィルターに入ります。 したがって、この要素を直接備えた基板には 308 つのブロッキング コンデンサが設置されます。 これらがないと、電力線を通じて他のノードに顕著な影響が生じます。 ボードには、共通のワイヤまたは電源ラインに接続された抵抗 R310、R311、および RXNUMX があり、これらの入力が外部ソースから信号を受ける場合に使用できます。 パルス発生器は DD300 チップ上に組み込まれており、最大 Q ≈ 1000 のデューティ サイクルの信号を生成します。0,1 ～ 1 kHz の範囲の変調信号の周波数は、抵抗 R301 によって設定されます。 パルス幅 (8 ～ 80 μs) は抵抗 R302 によって設定されます。 このようなパラメータは、ノイズ ブランカー システムのセットアップに最適です。 「SPON」ジャンパを設定すると、RF 信号のパルス変調が有効になります。 オシロスコープでの作業を容易にするために、振幅 1 V の「SYNC」信号が生成されます。 RPU の AGC またはスケルチの応答を確認するには、変調タイミング パラメータを変更する必要があります。 これを行うには、コンデンサ C300 と C301 が選択されます。それらの静電容量は大きく変化する可能性がありますが、極性 (共通線に対してマイナス) を考慮して酸化物コンデンサを使用することが許容されます。 メインフィルター 最も強力なスペクトル成分は MO の基本周波数にあり、その出力が比較的高いため、まず最初に除去する必要があります。 したがって、要素 L400 ～ L403 および C402 ～ C407 (L500 ～ L503 および C502 ～ C507) のメイン二重回路フィルターは、インダクター L400 (L500) から「始まります」。 同じ素子数のコンデンサを使用したオプションと比較して、10 次高調波の抑制で 16 ～ 404 dB のゲインが得られます。 コンデンサ C504 (C20) を選択すると、回路間の接続がそれほど重要ではなくなります。 その静電容量は、ループ コンデンサ C の静電容量のおよそ 30 ～ XNUMX 倍である必要があります。к = C402 + C403 (C502 + C503)。 これにより、干渉高調波が最適に抑制されます。 素子の定格は、約 35 (56) MHz のフィルター同調周波数に対して指定されています。 これらのフィルターの周波数応答を図に示します。 13と図。 それぞれ14個。 フィルタの同調周波数を変更するには、たとえば、コイルのインダクタンスとフィルタ コンデンサの静電容量を比例的に増加させることで周波数を下げることができます。
4 ～ 90 MHz の周波数範囲では、EC-24 シリーズ チョークを使用できます。 コンデンサ C407 (C507) は、トランジスタに基づく電圧スイング (30 ... 60 mV) を得るために選択されます。 10,7 MHz の中心周波数オプションでは、インダクタなしでも可能です。 メインの LC フィルターの代わりに、帯域幅 180 ～ 350 kHz のピエゾ フィルターが VHF レシーバーの IF パスから取り付けられます。 15 番目のチャネルでの接続図を図に示します。 500. 抵抗器 R820 の公称抵抗値 (3566 オーム) は、周波数 2 kHz の信号の場合に示されています。 周波数が 3 ... 620 MHz の場合、抵抗は 2 オームに下げる必要があります。 抵抗 R4 ～ R330 は、ZQ1 フィルタに 10700 オームの負荷抵抗を提供します。これは、50 ± 4 kHz の周波数範囲で周波数応答の不均一性を最小限に抑えるために重要です。 抵抗 RXNUMX は、高周波数でのアンプの安定性を高めます。
400 オームの負荷でのトランジスタ VT500 (VT12) (図 50 を参照) のアンプは、最大 300 mV の振幅を持つ信号を提供します。 同時に線形モードを確保するには、トランジスタのコレクタ電流は約 10 mA である必要があり、抵抗 R401 (R501) を選択することによって設定されます。 ゲインは約14dB(5倍)です。 マルチメーターを使用してフィルターを調整するには、VD400 (VD500) ダイオード検出器がアンプの出力に取り付けられます。 1N4148 ダイオードは 45 MHz まで問題なく動作します。 より高い周波数の場合は、低電力高周波ゲルマニウム ダイオードまたはショットキー ダイオード (BAT または BAS シリーズ) を使用することが望ましいです。 検出器の出力で最大信号が得られるようにフィルターを調整します。 レイアウトは特定のタスクに大きく依存するため、加算回路 (L504、C512 ～ C515、R507 ～ R509) は要素の値を示しません。 これにより、信号を加算するための幅広い可能性が提供されます。 加算器は、相互変調歪みと IP3 を測定するための高品質 301 周波数発生器の代わりにはなりません。これは、両方の信号が DD30 チップの共通電源ピンを介して変調器内ですでに「交差」しているためです。 それにもかかわらず、このような歪みは最大 XNUMX dB まで測定でき、ほとんどの場合、歪みが最小限になるように RF ノードを調整するには十分です。 DD700 チップ上のミキサーは、主にフィルターの周波数応答を調べるときにオシロスコープ画面上に周波数マーカーを形成するために提供されています。 この場合、1 つの発生器はスキャンせずに基準として動作し、その周波数は周波数計によって測定されます。 走査発振器の周波数と等しい場合、ゼロビートが形成され、画面上でよく観察されます。 この方法により、小規模な家庭実験室で、フィルターを必要な周波数に非常に細かく調整できます。 ただし、ミキサーは他の目的にも使用できます。 すべての高調波で適切に機能するため、(X48-700 周波数応答メーターや類似のもののように) マーカーのグリッドを実装することが可能です。 特定のタスクに応じて、ローパス フィルター R700、C701、R701、CXNUMX のパラメーターを選択する必要があります。 XNUMX つの信号のみがミキサーに適用される場合 (XNUMX 番目のジェネレーターをオフにする)、この信号が出力になります。 VCO の実装例 バリエーションを選択するときは、共振器の存在を考慮する必要があり、中間周波数分周器を 3 (または 400) または 500 倍 (Q = XNUMX) で使用するバリエーションが常により好ましいです。 この理由は、CG の XNUMX 次高調波が中間スペクトル (XTXNUMX および XTXNUMX 接点) に存在しないため、発電機への逆反応 (負荷が変化したときの周波数の「ジャンプ」) が排除されます。 XNUMX 次高調波水晶フィルターの場合、XNUMX 番目の乗算器で XNUMX を乗算するオプションを避けることが望ましいです。 マスターオシレータでは、74AC86または74NS86シリーズの超小型回路の使用により、発振器の動作間隔を数74kHz単位でシフトすることが可能です。 86AC74 では、周波数は常にわずかに高く、周波数の安定性は著しく優れています。 86NS33マイクロ回路の場合、伝達特性のしきい値は電源電圧のXNUMX%にシフトされますが、これは複雑な中間変換を伴うオプションを実装するには不便です。 4433кГц ほとんどの場合、この周波数のフィルターは PAL デコーダー用の水晶共振器に基づいて作成されます。 このようなフィルタは、共振器が入手可能で比較的安価であり、一度にパラメータの広がりが小さいため、アマチュア無線家に人気があります。 彼らは非常に「本格的な」SSB/CWフィルターを作っています。 安定性の高い優れたオプションは、3580 kHz (3546 kHz に設定) で共振器を使用し、XNUMX で割って XNUMX を乗算することです。 5500кГц MO で 5500 MHz の周波数の共振器を使用し、その周波数を 11 で分周すると、5,5 kHz の周波数の信号を生成できます。 この場合、純粋なスペクトルが得られ、MO に対する弱い効果が得られます。 メインの LC フィルタの代わりに、テレビの音声経路に使用される周波数 15 MHz のピエゾ フィルタを取り付けることができます (図 XNUMX を参照)。 8814...9011kHz 8814 ～ 9011 kHz の範囲の周波数は、6 (12) MHz の周波数の共振器を使用し、その後 3580 で割って 3525 で乗算することで得られます。 公称周波数 3604 kHz の共振器を使用し、それを 3 ... XNUMX kHz の範囲に調整して、周波数を XNUMX で割って XNUMX を掛けることもできます。 公称周波数が XNUMX MHz の共振器は、使用時に ZG の XNUMX 次高調波がこの範囲に該当するため、最良の選択肢ではありません。 10700кГц MO に 10700 kHz の周波数の弁別共振器を使用すると、必要な信号をすぐに取得できますが、MO と出力 UHF の相互影響により、非常に急峻な傾きを持つ SSB フィルターの周波数応答の測定結果が損なわれる可能性があります。 3,58 MHz 共振器 (3567 kHz に調整) を XNUMX 倍すると、最良の結果が得られます。 4300kHz の共振器 (4280kHz に調整) を使用し、3,5 で割って 4,5 を乗算すると、SSB フィルターをセットアップするための非常に安定した信号が得られます。 経験によれば、このためには、XNUMX ... XNUMX MHzの周波数範囲でインピーダンスのディップがあるため、いくつかの共振器を購入し、最も「滑らかな」ものを選択する必要があります。 21400кГц 周波数 3,58 MHz (3567 kHz に調整) の共振器を使用して 7133 倍すると、周波数 21400 kHz の信号が得られ、メイン フィルターによって XNUMX 次高調波 (XNUMX kHz) が選択されます。 周波数 10700 kHz の弁別共振器を 301.1 倍にするとうまく機能します。 これを行うには、DD3 素子を使用し、その出力で Q = 307 に設定します (R1 = 302 kOhm、C303 + C15 = 16 pF) (図 XNUMX)。
マルチメーターを使用して調整すると、32100 kHz の周波数で少なくとも 40 dB の信号抑制が得られます。 スペクトラムアナライザーを使用すると、サプレッションを最大 50 dB まで調整できます。 メインフィルター後の信号の品質により、最大 80 ～ 90 dB の範囲でフィルターの周波数応答を測定できます。 34875кГц 34875 kHz の周波数は、MO で 10 MHz の共振器を使用し、それを 9939 kHz に調整し、XNUMX で割って XNUMX を乗じることによって最もよく得られます。 3,58 番目のオプションは、中間で 3487 倍、最終的に 2 倍にして、共振器の周波数を XNUMX MHz (XNUMX kHz に調整) に設定することです。 このオプションは、フィルターが XNUMX 番目の高調波よりも XNUMX 番目の高調波を選択するため、適切です。 Q = XNUMX の慎重な設定が必ず必要になります。 45 MHz 一見すると、この周波数には多くのオプションがありますが、ほとんどの場合、最終的に 9 を乗算する必要があり、これは常に良いとは限りません。 最良のオプションは、最初に 6428 MHz (次に 9 MHz) または 4500 kHz (その後に 3) を取得することです。 周波数 6 MHz は、周波数 12 kHz の弁別共振器を予備周波数 XNUMX 倍にするか、XNUMX、XNUMX、XNUMX MHz の共振器を XNUMX (XNUMX) で割って XNUMX 倍することによって使用することで達成できます。 周波数を 9 倍にする場合の 100 MHz の中間フィルタは、インダクタ L1,5 = 101 μH および L4,7 = 100 μH を使用して実装されます。 周波数を 1 倍にする場合は、L113 = 39 μH、コンデンサ C100.4 = 1,5 pF に設定する必要があります。 共振時には、DDXNUMX エレメントの入力に XNUMX V 信号が存在します。これは、ロジック エレメントをトリガするには十分です。 周波数を 2 倍にするときにクリーンなスペクトルを取得するための主な前提条件は、Q = 101.1 の ZG からの信号です。信号がトリガー DD101.2 または DD2 の分周器の出力から来ている場合、これが起こります。自動的に。 分周器を使用しない場合、信号 ZG を Q = 2 に設定する必要があります。100.1 倍する場合、エレメント DD100.3 の出力で Q = 3 の信号を取得し、乗算器で Q = 108 を設定する必要もあります (要素 DD117) の出力。コンデンサ C100.4 を使用します。 次にフィルターをレゾナンスに調整します。 これを行うには、まず、抵抗 R100.4 を使用して、DD17 素子の出力で可変デューティ サイクルの信号を得るために、DD9 素子のバランスを乱します (図 XNUMX)。 パルス持続時間が異なるのは、XNUMX MHz の周波数では、新しいエネルギーが XNUMX パルスごとにのみ回路に入るという事実によるものです。
フィルターを共振に設定すると、デューティ サイクルが既に Q = 2 に近づいた信号が得られます (図 18)。 共振時、マルチメーターの読み取り値は可能な限り英国の 50% に近づきます。 トリマー コンデンサを完全に回すと、この現象が 9 回発生し、同時に出力で XNUMX MHz の周波数でクリーンな信号が発生することがわかります。
最後に、抵抗 R117 の助けを借りて Q = 2 に戻ります。電圧を UK の 400% に正確に設定して、XT50 接点のマルチメータでこれを確認します。 この場合、後続のフィルタを一時的に無効にする必要があります。 この場合、XT400 ピンでは、偶数高調波が 9 dB 抑制されている 40 MHz の周波数の中間信号を受信します。45 MHz を乗算しても特に問題はありません。 55845кГц この問題の解決策は、周波数 8 MHz (7978 kHz に調整) の共振器を提供することです。 ただし、偶数高調波、および 2 次および XNUMX 次高調波を抑制するには、メイン フィルタの入力で Q = XNUMX を慎重に設定する必要があります。 もう 3680 つのオプションは、3723 kHz (11169 kHz に調整) の周波数で共振器を使用し、中間で XNUMX 倍 (XNUMX kHz)、次に XNUMX 倍にすることです。 60128кГц 最も簡単なオプションは、12 MHz 共振器 (12026 kHz に調整) を 6 倍にして使用することです。 予備的な 12 倍を適用することで、共振器を 100 MHz の周波数に適用できます。 周波数 1 MHz の中間フィルタは、インダクタ L101 = 3,3 μH および L113 = 33 μH、コンデンサ CXNUMX = XNUMX pF で構成されます。 64455および65128kHz 6,5 MHz (6445 kHz に調整) の周波数で弁別共振器を使用するのが、可用性と安定性の点でおそらく最良の選択肢となります。 64455 倍と 65128 倍すると、周波数は 6,513 kHz になります。 13 kHz の周波数を取得するには、ZG を 100 MHz の周波数に調整します。 周波数0,82 MHz（101倍後）の中間フィルタの場合、L2,2 \u113d 39 μHおよびLXNUMX \uXNUMXd XNUMX μH、コンデンサCXNUMX \uXNUMXd XNUMX pFを設定する必要があります。 70200および70455kHz 最も簡単なオプションは、MO で 10 MHz の周波数の共振器を使用することです (10030、10065 kHz に設定)。 しかし、すべての共振器が最大 10050 kHz の周波数に「到達」するわけではありません。 70455 kHz の周波数を得るには、3,58 MHz の周波数で共振器を使用できます (3523 kHz に調整)。 14091 倍した後、周波数 XNUMX kHz まで「出て」、さらに XNUMX 倍します。 このオプションについては、段階的に慎重に調整する必要があるため、さらに詳しく検討してみましょう。 まず、ZGでQ \u2d 118を取得する必要があります。設定の長期安定性を高めるために、抵抗器R215（R330）の抵抗を3 kOhmに増やすことをお勧めします。 次に、偶数高調波の最大レベルを得るために、最初の乗算器の出力で Q = 14 を設定します。 中間フィルターは 100 MHz の周波数に調整されています。 これを行うには、L0,18 = 101 μH および L1 = 113 μH、コンデンサ C100 = 114 pF、C6 - トリマ 30 ... 212 pF、抵抗 R820 = 7 オームを設定します。 この回路は高い品質係数を備えており、40 MHz の周波数のスペクトル線は 117 dB 抑制されます。 抵抗 R70 でバランスをとると、メイン信号からの偶数次調和がなく、26 MHz の周波数の信号が他のすべての信号より XNUMX dB 高いスペクトルが得られます。 出力フィルタは L400 = 27 nH (サイズ 0805 または 0603) に設定されます。 ループコイル (L401 および L402) - 各 0,47 μH (EC-24 インダクタ)、およびコンデンサ - 合計容量 11 pF。 コンデンサ C404 の合計容量は 250 pF、C407 = 82 pF です。 結果として得られる帯域幅は約 2 MHz で、周波数 14 MHz の信号は周波数 40 MHz の信号より 70 dB 小さく、周波数 42 MHz では相対抑制は 46 dB、周波数 140 MHz では相対抑圧は 26 dB です。は1dBです。 出力信号振幅 (「GEN400」) - XNUMX mV。 短期的な周波数の不安定性は約 ±50 Hz です。 10分間、周波数は±200Hzの範囲でゆっくりと変化します。 室内の気流が顕著な影響を与えるため、これらの値はシールドによって減らすことができます。 これは、5 kHz を超える帯域幅のフィルターを設定するには十分です。 負荷抵抗に対する周波数の依存性は実際には現れません。 周波数 10 MHz の共振器を備えたバージョンは、2 ～ 3 倍安定していることが判明しました。 おそらく、この例では、74AC シリーズ CMOS の論理素子を使用して RF に取り組むという「高校」を経験し、最小限の手段で高周波用の乗算器を実装するときにこの技術の限界をよく「感じ」ました。 80455кГц 8 MHz 共振器 (8045 kHz に調整) と 16090 次周波数 XNUMX 倍により、XNUMX kHz が得られます。 その後 XNUMX を乗算すると、望ましい結果が得られます。 90 MHz 最も信頼性の高いオプションは、12 MHz の周波数で共振器を使用することです。 中間を 6 で除算すると、最大 50 dB までの偶数高調波が抑制され、18 MHz の周波数で安定した信号が得られます。 予備的に 18 倍すると、周波数は 100 MHz になります。 この場合、中間フィルタ (0,56 MHz) には、インダクタ L101 = 2,2 μH および L113 = 12 μH、コンデンサ C90 = 368 pF が取り付けられます。 KT400AM トランジスタは 200 MHz の周波数で良好に動作し、無負荷の場合は 50 オームの負荷に対して 180 mV および 20 mV の振幅の信号を出力します。 第 400 高調波 (15 MHz) は UHF で発生し、0805 dB 抑制されます。 メインフィルタには、L401 = 402 nH (サイズ 0,27)、L24 = L11 = 404 μH (EC-300)、407 pF ループ容量、コンデンサ C68 = 19 pF、C4 = 3 pF があります。 図上。 図１９は、３ｄＢのレベルで４ＭＨｚの帯域幅を有するこのフィルタの周波数応答を示す。 このバージョンでは、優れた短期安定性が得られ、VCO ボードが密閉ケースに取り付けられている場合、動作の最初の 1 時間で周波数は 100 kHz ずつスムーズに増加しました。 その後、周波数は±XNUMXHzの範囲でゆっくりと変化します。
135,495 MHz このような高い周波数に到達するには、15 ～ 20 kHz の同調を実現する 5 ～ 8 MHz (第 9022 高調波) の周波数の水晶共振器を使用することをお勧めします。 ただし、周波数 15055 または 100.1 kHz の手頃な DDS ジェネレーターからの信号を DD200.1 (DD135) エレメントの入力に適用すると、より信頼性が高くなります。 27 MHz で十分な信号レベルを得るには、最初の乗算後の周波数が十分に高くなるように努める必要があります (45 または 135 MHz)。 出力フィルタは HDF8-100 SAW フィルタに実装でき、最大 1 MHz の周波数で優れた抑制を実現します。 一致させるには、出力に RC 回路 (68 pF + 301 オーム) を設置し、変調器 (DD50) 側で抵抗減衰器を使用して XNUMX オームのインピーダンスを提供する必要があります。 240MHzまでの信号 この例では、適用された要素の可能性を示したいと思います。 たとえば、ZG は 12 MHz の周波数で動作します。 DD100.3 の乗算器は Q = 3 に設定され、24 MHz パルスを LC 回路に出力します。 スペクトル アナライザー (または同様にマルチメーター) を使用してフィルターを微調整することが非常に重要です。 チューニング手法は 9 MHz フィルタの場合と同じですが、L100 = 0,56 μH および L101 = 2,2 μH、コンデンサ C113 = 6,8 pF になります。 出力 (XT400) には、50 ～ 24 MHz の奇数高調波が抑制された (少なくとも 300 dB) スペクトルを持つ信号があります (DD301 周辺のボードのトポロジーが良好なため)。 168 MHz の信号はメイン信号 (18 MHz) より約 24 dB 弱く、240 MHz では依然としてかなりのレベル (-26 dB) があります。 提案された VCO は、鋸歯状電圧発生器および対数検出器 (AD8307 チップ) と組み合わせて便利に適用できます。 LC 回路と組み合わせた RF での CMOS 素子の動作により、QRP 機器の開発に独自の機会が開かれます。 74AC シリーズのロジック エレメントは、周波数 20 ～ 120 MHz で、振幅が電源電圧と等しい正弦波信号が入力に印加された場合、位相ノイズが低くなります。 74HC シリーズの要素はこれにはあまり適していません。 追加情報およびさまざまな形式の PCB 図面: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip。 作者: アヨ・ローニ
光信号を制御および操作する新しい方法
05.05.2024 プレミアムセネカキーボード
05.05.2024 世界一高い天文台がオープン
04.05.2024
▪ DuraCore ProScene 短焦点プロジェクター
▪ 記事 エッジ巻取り装置の電気駆動。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
ホームページ | 図書館 | 物品 | サイトマップ | サイトレビュー
www.diagram.com.ua | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
他の記事も見る セクション 
科学技術の最新ニュース、新しい電子機器：
このページのすべての言語