バランスの取れた変調器。スキーム、説明

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通信技術でキャリアが抑制された振幅変調発振を得るには、通常、ダイオード平衡変調器とリング変調器が使用されます。これらは比較的低い周波数でうまく機能しますが、10 MHzを超える周波数では、このような変調器のバランス精度が低く、したがってキャリア抑制が不十分です。これは、同じ特性を持つダイオードを選択するのが難しいことと、HFで増加するダイオード容量の有害なシャント効果によるものです。

提案された平衡変調器（著者の証明書No.627560。34日付のBulletin No. 5.10.78）には、この欠点がほとんどありません。 T字型のブリッジ方式で作られています（図1）。 Tブリッジ自体には、対称高周波トランスT1と1つの抵抗Z2およびZ1が含まれています。それらはアクティブまたはリアクティブ（誘導性または容量性）のいずれかです。 Tブリッジの伝達係数（キャリアジェネレータG1によって発生する電圧に対する出力電圧Uoutの比率）は、Z4 ==2Z2の条件ではゼロです。抵抗Z1が増加した場合。ブリッジの出力でZ2を含むブリッジの縦方向の分岐の電流が優先されるため、発電機の電圧と同相の電圧が表示されます。抵抗Z1が減少すると、変圧器T2と横分岐の巻線の左側（スキームによる）を流れる電流-抵抗ZXNUMXが優先されます。この場合の出力では、電圧が現れ、巻線の右半分に誘導され、発電機の電圧と逆位相になります。したがって、可聴周波数に合わせてブリッジのアームのXNUMXつの抵抗を変更することにより、DSB信号を取得できます。

バランス変調器
Pic.1

28MHzの搬送周波数で動作する変調器の実際の図を図2に示します。 7.1.縦分岐XNUMXの抵抗は容量性です

バランス変調器
Pic.2

コンデンサ C1 の抵抗、横方向 Z2 はバリキャップ V1 の静電容量です。ミキシング電圧は、変調器のバランスをとるトリマー抵抗器 R2 からバリキャップに供給されます。バイアス源のマイナス端子が共通線に接続されている場合は、バリキャップの有無を逆に変更する必要があります。コンデンサ C / の静電容量は、所定の混合電圧におけるバリキャップの静電容量の XNUMX 倍小さくなければなりません。音波変調電圧がバリキャップに印加されたとき。その静電容量が変化し、T ブリッジが一方向または別の方向にアンバランスになり、キャリア抑制を伴う振幅変調が行われます。

搬送波電圧と可聴周波電圧が変調器に印加されます（発電機 G1 と G2 は原則として直列と並列の両方に接続できます）。この場合、オーディオ周波数の入力インピーダンスは非常に大きく、数十メガオームに達します。このおかげで、変調器は、RC 移相器 (位相 SSB 励振器を設計する場合) など、あらゆる高抵抗 G2 低周波信号源に接続できます。変調電圧は、別の方法で適用することもできます。つまり、コンデンサ C5 の上端に印加し、より高い音の周波数のブロックを避けるために、その静電容量を 1000 ～ 3000 pF に低減します。この場合、入力抵抗は混合回路抵抗器 R1 の抵抗値と等しくなります。可変抵抗器 R2 のエンジンは、容量 0.1 ～ 10 マイクロファラッドのコンデンサを介して共通線に接続する必要がありますが、キャリア周波数発生器 G/ の変調器の入力抵抗ははるかに小さくなります。本質的に容量性であり、その値は約 200 オームです。

バランス変調器
Pic.3

カップリングコンデンサC2は、サウンドボルテージが変調器の出力に入るのを防ぎます。変調器を負荷と一致させるために、信号周波数に調整されたLIC3C4Pループが使用されます。図に示すコンデンサの定格で。図２に示されるように、変調器は、高抵抗負荷（ランプまたは電界効果トランジスタ上に作られた増幅段）とよく一致している。低抵抗負荷に合わせるには、より大きなコンデンサC2を使用して、変調信号の最大出力を実現する必要があります。 Pループは、4f、2fなどの周波数のキャリア高調波の優れたフィルタリングを提供します。このループを調整することにより、変調器の優れた直線性も実現できます。

アクティブ負荷での変調器の動作中の非線形歪みは、次のように表示されます。変調電圧の負の半波（バリキャップの静電容量が増加する場合）の出力信号の振幅は、正の半波よりもいくらか大きくなります。これは、変調信号の1次高調波の出現に相当します。歪みの発生は、バリキャップの静電容量の増加に伴う変調器の内部容量抵抗の減少によって説明されます。変調係数mが増加すると、非線形歪みが著しく増加します（図3の曲線4）。出力信号の対応する波形を図XNUMXに示します。 XNUMXa。

バランス変調器
Pic.4

上記の歪みは、出力回路の周波数をわずかに離調することでほぼ完全に除去されます。抵抗が誘導性になったとき。さらに離調すると、同様の歪みが現れます (ただし、変調信号のさらに半波は減少します)。したがって、コンデンサ C3 を使用して回路を調整することにより、非常に小さな非線形歪みを実現できます (図 2 の曲線 3 および図 4 のオシログラム、b)。適切に調整された回路では、最悪の場合の高調波係数の瞬時値（低周波信号の振幅は、変調係数 m が図 2 の曲線 3 の最大値に相当するようなもの）は 2 を超えることはありません。 ..3%。輪郭を調整する際のモジュレーターのバランスは妨げられません。変調器では、公称静電容量が少なくとも 30 pF の任意のタイプのバリキャップを使用できます。トランス T1 は、M8NN フェライト製のリングコア (サイズ K4x2x100) に巻かれており、PELSHO 2 ワイヤが 10x0,25 巻き含まれています。透磁率 30 ～ 400 の他のフェライトリングコアを使用することもできます。トランス巻線の両方の半分は、20 本のワイヤを折り重ねて同時に巻かれます。次に、一方の始まりがもう一方の終わりに接続され、中間の結論が形成されます。コイル LI には、直径 6 mm の円筒フレーム (チューブ) に同じワイヤーが XNUMX 回巻かれています。

変調器のセットアップは簡単です。トリマー抵抗器 R2 のバイアス電圧を約 6 V に設定することにより、コンデンサ C1 を備えた変調器のバランスを出力の最小キャリア信号と大まかに調整します。抵抗器 R2 を調整することで、細かいバランスが得られます。次に、低周波信号を印加し、高周波オシロスコープ (図 4 を参照) を使用してコンデンサ C4 の出力電圧の形状を観察し、出力 P 回路を最大振幅と最小歪みに調整します。オシロスコープを使わずに、通信受信機の信号を聞きながら変調器をセットアップできます。ただし、この場合、要素C1とR2の調整は最小キャリアに従って実行され、C3は信号の最高の品質と音量に従って実行されます。

変調器の実験的検証は、28MHzの搬送周波数で実行されました。搬送周波数の電圧振幅は1V、低周波信号の振幅は4Vでした。この場合、0,35 Vの出力信号振幅が、少なくとも30 dB（作成者が測定機器に登録できる最小値）のキャリア抑制で得られました。

結論として、変調器は、DSB信号だけでなく、コンデンサC1およびとのバランスを大幅に解除することにより、従来の振幅変調信号を取得するために使用できることに注意してください。したがって、キャリアを復元します。この場合、歪みの少ない非常に深いAM（ほぼ100％）を得ることができます。

著者: A.Polyakov (RA3AAE)、モスクワ; 出版物: N. ボルシャコフ、rf.atnn.ru

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