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可聴周波増幅器の回路を図に示します。 1 は、スーパーヘテロダインやダイレクトコンバージョン受信機などの単純な通信デバイスを対象としています。

この UZCH のゲインは約 1000 (60 dB) です。帯域幅は 250 ～ 2700 Hz (レベル別 - 6 dB)。電信信号を受信するには平均周波数約300Hzの900Hzまで絞ることができます。

電信フィルター付きAF

UZCH はオペアンプ DA1 で作られ、その動作モードは直流の場合、抵抗 R1、R2 の分圧器を設定します。オーディオ周波数信号はオペアンプの非反転入力に供給され、フィードバック信号はオペアンプの出力から反転入力に供給されます。この信号は、デバイスのゲインとその周波数応答 (AFC) を決定する RC 回路を通過します。

スイッチ SA1 の接点が開いているとき、アンプの周波数応答は抵抗 R3、R4 とコンデンサ C2、C6 によって形成されます。中周波数（1 ～ 2 kHz）では、ゲイン K は抵抗 R3 と R4 によってのみ決まります。信号は非反転入力に印加されるため、K=1+R3/R4となります。図に示すと、これらの抵抗の定格が 1 の場合、ゲインは約 1000 になります。K1000UD140 オペアンプやその他の内部補正されたオペアンプを使用する場合、8 は超音波周波数コンバータの最大許容ゲインであることに注意してください。これを図に示します。図 2 は、オペアンプ自体の周波数応答を示しています。ゲインが高い値では、アドオン要素の影響を考慮しなくても、帯域幅はすでに必要な 3 kHz よりも小さくなることがわかります。

低周波数におけるアンプの周波数応答は、主に R4C2 チェーンによって形成されます。周波数 F=1/2pR4C2 では、ゲインは中周波数に対して 3 dB 減少します。図に示されている定格では、これが約 280 Hz の周波数で発生することを簡単に確認できます。

高周波数では、アンプの周波数応答が主にオペアンプ DA1 の周波数応答を決定します (図 2)。

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R3 と並列にコンデンサ (C6) を接続することで、さらに高周波を減衰させることができます。コンデンサの容量は実験的に選択されます。オペアンプ自体が 3 kHz を超える周波数を効果的に「埋める」ことができなかった場合、このコンデンサの静電容量と図に示されている抵抗 R3 の値は約 1000 pF になるはずです (これは、次の式と同じ式を使用して計算されます)。前のケース）。オペアンプの特定のインスタンスの実際の周波数応答を考慮すると、実際には、このコンデンサの静電容量はより小さくなります。特に、並列接続された 6 つの T 字型チェーン (R7R8C8 および R7C9CXNUMX) によって形成される「ダブル T ブリッジ」がまったく存在しない場合があります。

ダブル T ブリッジの信号伝達係数の周波数依存性を図に示します。 3.

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特定の周波数（これを準共振周波数と呼ぶのが通例です）では、そのような回路の伝達係数は大幅に（3倍以上）減少します。ダブル T ブリッジがアンプのフィードバック回路に抵抗 R3 と並列に接続されている場合、準共振周波数では、ブリッジは全体として UHF 伝送係数に実質的に影響を与えません。この周波数を上下する周波数では、負のフィードバックが増加し (ダブル T - ブリッジが抵抗 R1 を分流します)、アンプのゲインが減少します。その結果、「共鳴」AFC が形成されます (図 4 の曲線 2)。同じ図は、ダブル T ブリッジが無効になっているアンプの周波数応答を示しています (曲線 0)。この図の 1 dB のレベルでは、周波数 XNUMX kHz での UZCH のゲインが取得されます。

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ダブル T ブリッジの準共振周波数は、その要素の値によって決まります。 C = C7 = C8 = C9 および R = R6 = R7 = 4R8 の条件が満たされる場合、式 F = 0,45/RC を使用して計算できます。小さな制限内で、抵抗 R8 を XNUMX つだけ選択することで、擬似共振周波数を変更できます。

抵抗 R5 - デカップリング。比較的低い抵抗値の抵抗 R4 を使用してブリッジの負荷を軽減します。これがインストールされていない場合、ダブル T ブリッジを接続するときの UZCH 帯域幅の狭まりは大幅に少なくなります。フィルターが効かなくなります。この抵抗を選択し、アンプの周波数応答を制御することで、オペレーターの好みに合わせて電信信号受信時の超音波周波数の帯域幅を設定することができます。

超音波周波数変換器でオペアンプを使用すると、保守可能な部品から組み立てられた設計で調整が不要になるという利点が 7 つあります。最初の電源投入からアンプが「動作しなかった」場合は、オペアンプの直流モードを確認する必要があります。出力 (ピン 1) の電圧は、電源の電圧の半分に近くなければなりません (抵抗 R2 と RXNUMX の分圧器によって設定されます)。そうでない場合は、設置または構造の要素の選択時に間違いを犯したか、オペアンプが単に故障しているかのどちらかです。

設計を繰り返す場合、ほとんどの最新のオペアンプとそれほど最新ではないオペアンプを使用できます。オペアンプを入力に電界効果トランジスタなしで使用する場合 (K140UD7 など)、R1 = R2 の条件を維持しながら、抵抗 R100 と R1 の抵抗を約 2 kOhm に下げることをお勧めします。酸化物コンデンサはどのようなタイプでも構いません。

このアンプは、インピーダンスが 50 ～ 100 オームのヘッドフォンで使用するように設計されています。アマチュア無線家が抵抗の少ないヘッドフォンを使用している場合は、このアンプに小さな出力段を追加する必要があります。この UZCH の電源電圧は 9 ～ 12 V です。

超音波スーパーヘテロダイン受信機にはゲイン 1000 で十分です。ダイレクトコンバージョン受信機の場合、オーディオ周波数パスに沿った合計ゲインは 1 倍大きくなければなりません。そのため、図に回路を示す超音波周波数コンバーターが必要になります。 5 に示すように、この場合、アプリケーションには前置増幅段を追加する必要があります。そのスキームを図に示します。 0,2. トランジスタで構成されており、コレクタ電流が小さいモード(約1mA)で自身のノイズレベルを低減する働きをします。このような段のゲインは、トランジスタ VT3 のコレクタ回路 (主に並列接続された R7 と R4) の負荷抵抗と、エミッタ回路の抵抗器の抵抗の合計 (並列接続されていないもの) の比によって決まります。コンデンサ (R25)、およびエミッタ接合の抵抗。後者は、簡単な式 Re = 0,2/I で推定できます。ミリアンペア単位の電流をこの式に代入すると、抵抗値はオーム単位になります。エミッタ電流が 125 mA の場合、抵抗 Re は 80 オームになります。このカスケードのゲインを推定することは、今では難しくありません - 約 XNUMX。

このようなカスケードのゲインを計算するときは、それに続く UHF カスケードの入力インピーダンスを忘れてはなりません。しかし、私たちの場合、それは無視しても問題ありません - それは約200 kΩです（並列接続された抵抗R1とR2の抵抗は図1にあります）。後段の入力インピーダンスを考慮すると、プリアンプのゲインはわずかに減少し、75 になります。

コンデンサ C4 は、前段の帯域幅を 4 ～ 5 kHz の値で制限します。

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図の向きについては、図 5 は、電源電圧 12 V での直流のモードを示しています。電源電圧が 6 V より低い場合は、この段の電源回路 (RXNUMX) に、より低い抵抗のフィルター抵抗を使用する必要があります。

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