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無線電子工学および電気工学の百科事典 動的熱安定性が向上したトランジスタ UMZCH。 無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典
無線電子工学と電気工学の百科事典 / トランジスタパワーアンプ この記事では、バイポーラ トランジスタの出力段の動的熱安定性を向上させる技術ソリューションを使用する UMZCH について説明します。 このようなカスケードでは、高出力トランジスタの電流カットオフがなくなるため、スイッチング歪みがなくなります。 記事の第1998部では、アンプの帯域幅を下から拡大するための推奨事項が示されています。これは、サウンド再生の品質に有益な効果をもたらします。 同様の UMZCH が XNUMX 年のロシアの Hi-End 展示会で E. Aleshin によって発表され、真空管アンプと十分に競合しました。
UMZCH の主な発熱源は出力段であり、トランジスタ パワーアンプの開発では常にその熱安定化に大きな注意が払われてきました。 80～90年代の高品質UMZCH（例えば[1 - 3]）では、図1に簡略化した出力段回路が最も広く使われていました。 2. その利点には、十分な熱安定性 (トランジスタ VT4、VT5、VTXNUMX が共通のヒートシンクに配置されている場合)、伝達係数の高いカットオフ周波数、および低い出力抵抗が含まれます。 ただし、パッシブ アームの電流カットオフと、信号レベルが変化したときのトランジスタ接合部の温度変動による出力トランジスタの静止電流の動的不安定性は、スイッチング歪みの増加に寄与します。 これらの特徴は、主観的な評価とサウンド再生の信頼性を悪化させます。 動的モード安定化について 数年前、ハバロフスクの発明者 E. Aleshin は、トランジスタ カスケードの動作モード (静止電流) を安定化する方法を提案しました [4,5、6]。これにより、動的温度不安定性を XNUMX 桁低減し、電流カットオフを排除することが可能になりました。 UMZCHプッシュプル出力カスケードで、電流再分配をより正確にします(「並列」増幅器[XNUMX]のように)。
図上。 図 2 は、電流帰還付き増幅器 [2] (A1 はプッシュプル フォロワ) の簡略化された回路を示しています。ここでは、プロトタイプとは異なり、E. Aleshin によって提案されたノードを使用して出力段の動作点が安定化されています。 静止電流安定器は、要素 VT3、VT4 および VD1、VD2 で作成されます。 強力なトランジスタVT5、VT6、およびそれらと直列に接続された非線形要素（ダイオードVD1、VD2）に貫通電流が流れると、ダイオードVD3、VD4に電圧降下が形成され、トランジスタVT5、VT6の開放しきい値に達すると、ベース電流とコレクタ電流が発生し、トランジスタVT1、VT2の入力電流が減少します。 その結果、出力段のトランジスタを流れる貫通電流が制限され、それに応じてダイオード VDXNUMX、VDXNUMX - 電流センサーを流れる電流が制限されます。 図のスキームのように、静的（長期）熱安定性が達成されます。 これにより、トランジスタＶＴ３、ＶＴ４とダイオードＶＤ１、ＶＤ２との熱接触が提供される。 動的安定化は、強力なトランジスタよりもダイオードの発熱が少ないため、はるかに優れており、これらのダイオードとトランジスタの水晶の体積が同等であれば、効果が達成可能です。 信号が存在する場合、ダイオードの対数 CVC により、負荷を介してダイオード VD1 と VD2 の間で電流のスムーズな再分配が得られます。 さらに、出力トランジスタの電流カットオフを除いて、それらを流れる電流がゼロに減少することはありません。 トランジスタ VT3 と VT4 のベース間に (つまり、VD1 と VD2 に並列に) 抵抗を挿入することにより、パッシブ ショルダーを流れる電流を大幅に増やすことができます。 同時に、強力なトランジスタの温度も、これらのトランジスタのベース回路とエミッタ回路の抵抗（存在する場合）の両端の電圧降下も、信号が存在する場合の静止電流とアーム間の分布に影響しません。 安定化条件 Σ UBe = Σ UVd を提供するために、エミッタ接合によって並列に接続されたダイオードとトランジスタを選択するのは難しいように思えるかもしれません。 実際、適切なタイプのデバイスを見つけるだけで十分であり、コピーを選択する必要はありません。 さらに、動作点を調整する簡単な方法があります。これについては、提案された UMZCH の説明で後述します。 熱歪みについて ここで、トランジスタ増幅器を設計する際の熱歪みとその除去方法について少し説明することが適切です。 熱歪みは、増幅素子の温度に敏感なパラメータに対する信号自体 (電流) の熱効果により、信号が電気回路または増幅段を通過するときに信号に加えられる変化です。 パッシブ回路の熱歪みの例としては、ボイス コイルの加熱によるダイナミック ヘッドの信号圧縮があります (特に高出力で高温のヘッド)。 半導体デバイスでは、流れる信号電流の作用下で水晶温度が上昇すると、たとえばダイオードの順方向電圧（-2,2 mV / K）、バイポーラのベース - エミッタ間電圧などの基本パラメータが変化します。トランジスタ (-2,1 mV/K)、バイポーラ トランジスタの静的電流伝達係数 (+0,5%/K) など 熱プロセスは、クリスタルとデバイスケースの実際の熱容量により、慣性を持っています。 したがって、トランジスタの電熱プロセスは、パラメータの瞬時値の変化につながるだけでなく、電気回路や増幅段に「メモリ」効果をもたらします。 カスケードを増幅する際の熱記憶は、強力な信号にさらされた後、時変パラメーターとして現れます。カスケードの動作点のシフト、伝達係数の変化 (非定常乗法誤差)。 信号の一定成分のシフト (非定常付加誤差)。 後者は、信号パス回路内のコンデンサの誘電体の吸収の現れに似ています。 これらのプロセスは、再生されたサウンドの品質を低下させる線形および非線形の信号歪みを作成します [7]。 従来の熱安定化では、半導体デバイス内の熱プロセスの時定数と比較してデバイス内の熱プロセスの時定数がはるかに大きいため、カスケードの動的熱安定性を大幅に改善できないことに特に注意する必要があります。 これは、モノリシック マイクロ回路の場合でも部分的に当てはまります。 明らかに、半導体デバイスの熱メモリに関連する問題を解消するには、デバイス結晶の温度変動または増幅器パラメータへの影響を低減する回路ソリューションを使用する必要があります。 そのような解決策は次のとおりです。 - 半導体デバイスの等温動作モード[8]。
UMZCHスキームの説明 パワーアンプは、示されているブロック図に対応する回路図 (図 3) に従って作成されます。
主な技術的特徴 定格入力電圧、V.................1
R1C2 ローパス フィルターが入力に取り付けられており、入力での RF 干渉を低減します。 同じ回路には、アンプの入力段の過負荷から保護するために、要素 R3、R4、C1、C3、VD1 ～ VD4 に入力電圧リミッターが含まれています。 ボリューム コントロール (RG) からの入力信号は、ローパス フィルターを介して、「並列」フォロワ VT1、VT2、VT4、VT5 ([10] では擬似プッシュプル エミッタ フォロワと呼ばれます) に送られます。 抵抗 R5、R6 は、入力電流のバランスをとるために使用されます。つまり、入力バイポーラ トランジスタの静電流伝達係数の違いによって発生し、入力バイポーラ トランジスタでバイアス電圧を生成する、RG を流れる電流の定常成分を除去します。入力。 コンデンサ C6 は、無線周波数での入力段の自励を防止します。 リピータの静的動作モードは、パラメトリック安定化器 R7VD5、R12VD6 による電源電圧によって安定化され、抵抗器 R8 ～ R11、R16、R17T8K によって設定されるため、静止時のリピータ段のトランジスタ間の熱電力の差は次のようになります。小さい。 要素 R13、R14、R24、R25 と静的レジームの組み合わせによって決定される動的熱レジームは、信号の存在下でのリピータ トランジスタの電力変動と、トランジスタ VT1 と VT4 の瞬時電力の差を最小限に抑えるように選択されます。 VT2 (VT5 および VTXNUMX)、したがって、それらの結晶間の最小瞬間温度差が得られます。 これは、第 XNUMX 段と第 XNUMX 段の IBE トランジスタの熱電圧変動が差し引かれ、リピータの出力、したがってアンプの出力の信号電圧が熱歪みの影響を最小限に抑えるために行われます。 「信号電圧メモリ」（非定常加算誤差）。 分圧器R26R16およびR27R17を介したアンプの出力からの電圧は、「並列」フォロワの出力 - エミッタVT4、VT5に供給され、それらを流れる電流を変化させます。つまり、誤差電流が形成され、偏差に比例します。入力からのアンプの出力電圧を UMZCH ゲインで割ったものです。 電流フォロアＶＴ３（ＶＴ６）を通る逆位相誤差電流は、電流増幅器ＶＴ１３（ＶＴ１４）に供給される。 その出力は、抵抗 R3、R6 および出力フォロワ VT13、VT14 の入力インピーダンスに負荷され、電圧が割り当てられ (つまり、これはインピーダンス変換ステージです)、出力フォロワを介して負荷 (AC) に供給されます。 抵抗 R39 は誤差電流増幅器 (VT40、VT15) の静止電流を決定し、R16、R41 を流れる電流によるこの段の受動アームの閉鎖を排除するように選択されます。 後者は、一般的な NF ループの周波数で最初のポールを上にシフトします。 OOS ループの周波数補正は、インピーダンス変換ステージと「並列」フォロワの出力との間に接続されたコンデンサ SYU、C11 によって実行されます。 それらを含めると、アンプが低インピーダンス負荷、つまりスピーカーに負荷がかかっているときのアンプの過渡応答が改善されます[2]。 進相補正はR28C7とR29C8回路で行います。 トリマー抵抗 R15 は、UMZCH DC 出力でのオフセットを除去するのに役立ちます。 出力段のエミッタ電流は、電流センサー - ダイオード VD11-VD14 を通って流れます。 出力段の貫通電流の瞬時値に関する情報を含むダイオードからの電圧は、分圧器R42R36R37R43を介して差動増幅器VT11、VT12に供給され、電流に変換されます。 コレクタ VT11、VT12 から、カレント ミラー VT7、VT9 (VT8、VT10) を流れる電流が誤差電流増幅器の入力に供給され、その入力電流が減少します。 この電流の変化は両方のアームで同相であるため (「並列」フォロワからのエラー電流とは異なり)、エラー アンプの貫通電流、つまり出力段の変化につながりますが、変化しません。出力電圧。 これにより、出力段の自己消費電流が安定します。 R38C13 回路は、安定化ユニットのパラメトリック励起を防止し、R42、R43 と共に、OOS ループで周波数補正を実行します。 安定化ユニットの接続は、図の図とは多少異なります。 2、しかしこれは重要ではなく、さまざまな構造の増幅器ではさまざまな方法で実装できます。 ただし、この場合、安定化フィードバック トランジスタ (図 3 の VT4、VT2 および図 11 の VT12、VT3) の動的な温度変動も、デバイスの動作点の熱安定性に影響を与えることを考慮する必要があります。出力段ですが、ダイオードと比較して反対方向にシフトします-電流センサー。 ダイオード VD7-VD10 は保護的であり、過渡時の静止電流安定化の OOS が開くのを防ぎます (たとえば、電源がオンになったときや強いインパルス ノイズが発生したとき)。出力ステージ。 DiodeYu9 (VD10) はまた、電流ミラー トランジスタ VT7 (VT8) の両端に追加の電圧降下を発生させ、特性のより線形なセクションにします。 構造と詳細 アンプは、著者がユニバーサルブレッドボードで組み立てました。 出力段の強力なトランジスタは、熱伝導パッドを絶縁することにより、熱抵抗が2 K / W以下の共通のヒートシンクに取り付けられています。 強力なダイオードは、トランジスタVT11、VT12とともに、熱抵抗が15 K / W以下の共通ワイヤに接続された別のヒートシンクに配置されています。 プレートヒートシンクの裏側、順方向電圧が最も高いダイオードの反対側にトランジスタを取り付けることをお勧めします（図3のように、ダイオードが異なるタイプの場合）。つまり、この場合、VT11はVD12の反対側にあり、 VT12 は VD13 の反対側です。 トランジスタ VT13、VT14 は、熱抵抗が 20 ～ 30 K/W の小さなヒートシンクに取り付けられています。 また、出力段ダイオードを備えたヒートシンク上に配置することもできますが、静止電流の静的熱安定性が悪化します。 この実施形態では、ヒートシンク全体の熱抵抗は、１０Ｋ／Ｗ以下であるべきである。 固定抵抗 - 金属フィルム、チューニング - マルチターン。 抵抗器 R8-R11、R16-R18、R23、R26、R27、R32、R35 - ±1% の公差。 E5シリーズの公差±96%または表示定格に最も近い精度の一般的なものから選択できます。 残りの固定抵抗の公差は ±5% です。 酸化物コンデンサ C14、C15 - スイッチング電源に使用される低インピーダンス (低 ESR)。 指定された定格電圧 - フィルムで無極性。 コンデンサ C2、C10、C11 は、ポリスチレンまたはポリプロピレン誘電体と一緒に使用することが好ましく、残りは X25R 誘電体 (または C50 C7 の場合は NPO、COG グループ) を使用した 6 または 8 V の電圧用のセラミックです。 ツェナー ダイオード VD5、VD6 は精度が高く、公差が ± 1% です。公差が ± 2% の他のもの (BZX55B など) を使用するか、± 5% (BZX55C) の範囲から選択することもできます。 ダイオード VD7-VD10 - 平均電流 1 A の超高速 (超高速)、電流 0,6 A で順方向電圧 0,7 ... 0,1 V。アーム内のダイオードのタイプと数の任意の組み合わせが許容されます。 それらを流れる特定の静止電流の合計電圧降下が 10 ～ 0,7 V 以内であることだけが重要です。たとえば、VD0,9 (VD12) ダイオードは、直列に接続された 13 つの MBR1045 または MBR1035 に置き換えることができます。 より大きな結晶体積を持ち、したがってより優れた動的熱安定性を提供できるため、最大 20 A 以上の電流にはダイオードを使用することが望ましいです。 「並列」リピータ内のトランジスタ BC550C、BC560C は、BC550B、BC560B または BC549、BC559 の文字インデックス C または B に置き換えることができます。他の位置では、文字インデックス C または B の BC547、BC557 または BC546、BC556 に置き換えることができます。 、VT11 - 低接合容量、少なくとも12 Aの許容直接コレクタ電流、および少なくとも0,1 Vのコレクタ - エミッタ間電圧を備えた低電力高周波のもの。後者の場合、安定化ユニットの安定マージンが多少減少します。 トランジスタVT60、VT2 - 高周波中電力、許容直流コレクタ電流が少なくとも1540 A、コレクタ - エミッタ間電圧が少なくとも2 V。 h3955ia の値が大きいインスタンスを使用することをお勧めします。出力トランジスタは 546SA556、13SC14、できればグループ O (パラメータ h1 の値が大きい) にすることができます。 ｈ２１３の近い値に従って、全段のトランジスタの相補対を選択することが望ましい。 「並列」フォロワーのトランジスタは、同じバッチから使用するのが最適です。同じことがカレントミラートランジスタにも当てはまります。 放射性元素を選択するときは、[3] (No. 1, pp. 18-20) に記載されている推奨事項に従うことができます。 UMZCHの栄養は不安定になる可能性があります。 共通線と電源の設置は、よく知られている規則に従って行われます。 要素 C1-C5、R2、VD3-VD6、およびアンプ入力をボリューム コントロールに接続するケーブルのスクリーンが、入力ローカル「グランド」に割り当てられていることに注意してください。
パラメータの設定と測定 初めて電源を入れる前に、電源回路のヒュージブル リンクを抵抗値 22 ～ 33 オーム、電力 5 W の抵抗器に置き換え、トリミング抵抗器のスライダーを中間の位置に設定します (抵抗 R37 - 最大抵抗の位置まで)。 負荷がオフになり、入力が閉じられます。 電源電圧をゆっくりと上げて、両方の電源回路の消費電流を制御します。 0,15 A を超えてはなりません。コンデンサ C14、C15 の電圧を +/-18 V にして、図に示されている電圧を確認します。ダイオード VD3、VD4 はそれぞれ 1,5 ... 1,7 V である必要があります。 ツェナーダイオードについて VD5、VD6 - 各 7,4 ... 7,6 V 出力電圧は ± 0,3 V 以内、電源からの消費電流は同じである必要があります。 電源電圧を +/-25 V (C14、C15) に上げると、表示された電圧と消費電流が再度チェックされます。 オシロスコープで出力電圧を制御することで、アンプが自励式ではないことを確信しました。 次に、出力トリマ抵抗 R15 の最小定電圧を設定します。 次に、調整抵抗 R37 で出力段の静止電流を設定します。必要に応じて R36 を選択します。 ミリボルト計で出力電圧を制御することにより、入力がオープンになり、トリミング抵抗 R6 がオープン前と同じ出力電圧を設定します。 次に、入力を再度閉じ、抵抗 R15 を使用して出力のバイアス電圧をできるだけ正確に最小化します。 入力を開いた後、出力の電圧を再度チェックし、必要に応じて抵抗R6で電圧をゼロにします。 テスト信号 (周波数 1 kHz の正弦波と蛇行) について、限界までのさまざまな振幅で自己励起の有無がチェックされます。 10 つのタイプの自己励起が可能です (たとえば、他のタイプのトランジスタの使用により)。 11 つ目は、一般に、共通の OOS ループ内の過剰な位相シフトに関連しており、これはコンデンサ C38 と C38 の静電容量の増加によって除去されます。 この場合、CNF ループの最初の極の周波数の対応する低下と、出力での電圧上昇の最大速度を考慮する必要があります。 3 つ目は、静止電流安定化ユニットの OOS ループの位相シフトによるものです。 これは、抵抗器 R11 の抵抗値を下げることによって減少します。 12 番目のタイプは、静止電流安定化ユニットでのパラメトリック励起で、信号が存在しない場合に出力ではっきりと確認できます (この場合、電流制限がない場合、出力段には最大数アンペアの電流が流れます)。電源回路内の抵抗）。 これは抵抗 R13 を大きくすることで解消されます。 ご覧のとおり、この抵抗器の要件は矛盾しているため、(必要に応じて) 最適な抵抗を決定するには、自励励起がまだ発生しない抵抗の上限と下限を見つけて、次のように最適値を計算する必要があります。算術平均。 ワイヤを使用せずに基板に直接はんだ付けする場合、寄生接続やインダクタンスによって結果が歪められないように、この手順で調整抵抗を使用できます。 十分な安定性マージンを提供するには、検出された上限と下限の比率が XNUMX より大きくなければなりません。 そうでない場合は、トランジスタ VTXNUMX、VTXNUMX を他のタイプに置き換える必要があります。 別の方法は、コンデンサ CXNUMX の静電容量を増やすことですが、これは静止電流安定化ノードの速度を低下させるため、望ましくありません。 これで、ヒュージブル リンクを取り付け、同等の負荷 (4 オーム 50 W 抵抗) を接続できるようになりました。 テスト信号に自励励起がないことを再度確認します。 最後に、スペクトラム アナライザを使用できる場合、トリミング抵抗 R30 は、周波数 1 kHz、負荷電力 40 W のテスト信号が入力に印加されたときの 15 次高調波のレベルを最小限に抑えます。 同時に電圧オフセットが出力に現れる場合（信号がない場合）、R30 を使用して電圧オフセットを再度最小化する必要があります。 極端な場合には、抵抗 R31、R26 を除外し、R27 を RXNUMX と同じ定格に設定することで、高調波調整を省略できます。 チューニング後、アンプには次のパラメータがあります。 入力電圧が 1 V の場合、インピーダンスが 4 オーム (位相シフトが最大 60 度) の負荷での出力電力は 50 ワットです。 出力電圧スルーレート - 100 V/μs以上。 周波数帯域 10 Hz ～ 22 kHz における高調波歪みのレベル (負荷 40 オームで出力 4 W、負荷 0,02 オームで出力 20 W の場合、8% 以下) 0,016%以下。 相互変調歪率（振幅比19:20の周波数1と1kHz）は、負荷40Ω、ピーク出力4Wのとき、負荷0,01W、ピーク出力20Wのとき8%です。 0,008オーム - XNUMX%。 IEC-A 特性に従って重み付けされたノイズ レベルは、信号源抵抗が 0,13 kΩ および 26 kOhm の場合、それぞれ -101、-89、-85 dB とわずかに異なります。 周波数 17 Hz での電源電圧リップル (+/-100 V 以上) を 70 dB 以上抑制します。 負荷抵抗が 4 オームの共通 OOS ループの最初の極の周波数は 20 kHz です。 負荷抵抗が少なくとも 2 オームの場合の OOS モジュロ全体の安定度の余裕は 12 dB を超えます。 図4と図5は、負荷インピーダンスがそれぞれ1オームと4オームの場合の、8kHzでの全高調波歪み（THD）と偶数（EVEN）と奇数（ODD）高調波歪み対出力電力を示しています。 図６および図７は、４オームの負荷で４０Ｗの出力電力および８オームの負荷で２０Ｗの出力電力での周波数で同じである。
非直線性の測定は 13 kΩ の信号源抵抗を使用して実行されたため、測定結果には入力の非直線性も考慮されています (実際、入力の非直線性は合計よりも大幅に小さくなります)。 13 kOhm と 26 kOhm の信号源抵抗は、それぞれ公称抵抗が 50 kOhm と 100 kOhm のボリューム コントロール スライダーの中間位置に対応します。 電源電圧がオンおよびオフされるとき、UMZCH 内の過渡プロセスは重要ではないため、スピーカーはターンオン遅延ユニットなしで接続できます。 非安定化電源を使用した著者の設計では、このプロセスの振幅は、オン時の約 40 ms で ±20 mV を超えず、オフの場合は最大数秒間 ±60 mV を超えません。 LM3、LM317 のパラメトリック安定器を低ノイズ統合安定器 [337] に置き換え、安定化電圧を 7,5 ± 0,1 V に設定することで、電源電圧リップルの抑制を高めることができます。 出力段の静止電流は、安定した低い非直線性とスイッチング歪みの欠如を実現するため、また、いわゆるフォーマット歪み (FI) を低減するために、やや過大評価されて選択されます。 FI の本質は、伝達特性の非単調な非線形性にあります。つまり、特性の異なるセクションでは、FI は異なる関数によって記述されるか、関数が異なるパラメータを持ちます。 その結果、信号は低周波成分の振動によって伝達特性に沿ってシフトされ、高調波と相互変調のスペクトルが変化します。 信号振幅が変化すると、高調波包絡線は信号包絡線に対応しなくなり、これは音の微細構造の変化として聴覚で区別できます。 出力段の静止電流の動的熱安定性の比較測定は、説明したUMZCHと、図1のスキームに従った段を備えた増幅器で実行されました。 1、ceteris paribus (モードとコンポーネント) は XNUMX ～ XNUMX 倍の改善を示しました。 上で述べたように、より多くの高電流ダイオードを使用することで最良の結果が得られます。 動的熱安定性は、負荷電流による出力段への短い (最大 XNUMX 秒) パルス衝撃の前後の静止電流の瞬間値を比較することによって決定されました。 帯域制限の引き下げについて パワーアンプは入力に絶縁コンデンサなしで使用できるため、ゼロヘルツからの帯域幅制限が得られます (オーディオ パス全体に関する E. Alyoshin による別のアイデア)。 この場合、出力のゼロの安定性を向上させるために、サーボ制御 - DC フィードバックを使用することをお勧めします。 増幅器内のこのようなデバイスの考えられる回路を図に示します。 8; これは、伝達特性のゼロに近い線形セクションを備えた非線形直流フィードバック [11、12] の実装の変形です。 オペアンプ DA1.1 の最初のステージは、UMZCH の出力からの電圧を増幅して対称的に制限し、小さな信号振幅の場合、ステージはほぼ線形になります。 1.2 番目のオペアンプ DA5 は積分器で、その出力から抵抗 R6、R1 を流れる電流がパワーアンプの一般的な OOS の電流の合計点に供給されます。 トランジスタ VT2、VT6,8 は、オペアンプ用の安定した電源電圧 (+/-10 V) を形成します。 統合スタビライザーが UMZCH に取り付けられている場合 (上記を参照)、スタビライザーから抵抗 (0,125 オーム、XNUMX W) を介してオペアンプに電力を供給することで、これらのトランジスタを削除できます。
オペアンプは、入力に電界効果トランジスタを備えたもので、+/-6,5 V からの電源電圧を供給し、DA3 の場合は少なくとも 1.1 mA、DA30 の場合は 1.2 mA の出力電流を供給します。 トランジスタ - h21E が 60 を超える中出力。TO-220 パッケージに入っている場合はヒート シンクは必要ありません。トランジスタが小さい場合は、0,6 W を効果的に放散できるヒート シンクがそれぞれに必要です。 ショットキー ダイオード - 最小順電圧 (0,4 mA で 2 V 未満) で、逆電圧 100 V で接合容量が 1 pF 未満の低電力。 コンデンサ C1 - フィルム (ポリエチレン テレフタレート)、その他- X7R 誘電体を備えたセラミック、定格電圧 25 B (または 50)。 同調抵抗器は小型のものでも使用できますが、多巻きのものを使用するとより信頼性が高くなります。 確立された UMZCH に接続された FET を介して非線形 OOS ノードをセットアップすることは、トーン信号 (周波数 1 kHz の正弦波) が入力に印加されたときにアンプの出力をゼロに設定することになります。振幅は数倍です。出力制限電圧より低いボルト。 より正確には、信号がない場合と同じ電圧 (数ミリボルト) を設定する必要があります。 負荷(相当)を接続する必要があります。 出力電圧は、ローパス フィルター (R = 10 kOhm、C = 1 μF) を介して出力に接続された DC ミリボルトメーターで測定されます。 テスト信号には 1% を超える偶数高調波が含まれていてはなりません。 コンデンサ C1 の静電容量を一時的に 0,1 uF に下げることで、調整プロセスを加速できます。 入手可能な情報、特に [13] によると、このようなノードは、0,02 Hz よりも大幅に高い下限帯域幅を持つ機器で行われた録音の音質を向上させることができます。 どうやら、これは、パルス信号が微分回路（段間コンデンサなど）を通過するときに微分回路（たとえば、段間コンデンサ）で発生する、録音における比較的遅い寄生信号シフトの「カット」によって発生します。これは、電子信号における音（音楽）情報です。パス [12] - 以下を参照してください。 これを行うには、DA1.2 のカスケードの積分定数は十分に小さい必要がありますが、小音量で再生されるサウンドの低周波成分が著しく減少するほど小さくてはなりません。 図のスキームの場合。 図８に示すように、これは０．１μＦ程度の静電容量Ｃ１に相当する。 このノードのリピーターは、さまざまなボリューム レベルで積分定数を変更して実験する必要があります。 マイクからスピーカーまでのサウンドパス帯域の周波数境界としての「0 Hz」、より正確には「ほぼ 0 Hz」という考えは、低周波とインフラストラクチャを区別する一般的に使用される回路の拒否を意味します。 -低周波信号 - OOS回路の段間コンデンサと積分器は、実用的な考慮から時定数の値が比較的小さくなっています。 このようなフィルターを使用すると、非定常信号 (サウンド、音楽) に線形歪みが生じ、再生されるサウンドの主観的な認識に悪影響を及ぼします。 図上。 図9は、信号発振の最初の周期の周波数よりもXNUMX桁低いカットオフ周波数を持つXNUMXつの一次微分回路（太線）を通過するときに、対称的な非定常信号がどのように変化するかを示しています。 過渡過程の指数関数的な部分は破線で示されています。 歪みは、LF 領域のフィルターによって生成される先行位相シフトによって発生し、サウンドのアタックの「ぼやけ」につながります [14]。 つまり、音の振動の包絡線が歪み、周波数が減少するにつれて聴覚の感度が高まります。これは、LF 領域の聴覚系の信号の分析では時間要因が優先されるためです。 音の倍音成分間の位相シフトによっても、音色の知覚が変化する可能性があります [15]。 この場合、信号の振幅が増加し、そのダイナミック レンジが数デシベル増加し、それに応じてパスのダイナミック レンジが同じ値だけ減少します。これが大きくなるほど、HPF のカットオフ周波数が高くなり、信号の振幅が増加します。信号周波数。 制限では、振幅の増加は方形波で +6 dB です (実際には常にこれより小さくなります)。 高度な位相シフトのもう 9 つの結果は、サウンド再生の品質に間接的に影響します。 それは、位相シフトと、LF 成分と LF 成分の振幅の変化が、ゼロを基準とした信号の中心線の変動を引き起こすという事実にあります。 図の点線。 図 XNUMX は、元の信号にはなかった中央のラインの「スライド」を示しています。
この「スリップ」と音の劣化の関係を理解するには、増幅段、特にパワーアンプの伝達特性が非線形であるだけでなく、一般に、非単調な非線形性 (つまり、FI が発生します)。 これは、信号が伝達特性に沿って「スライド」し、高調波と相互変調のスペクトルが変化すること、つまり信号に対する非線形性が非定常になることを意味します。 後者の状況は、アイデアの著者E. Alyoshinの観察によれば、音質を著しく低下させ、聴覚が経路の非線形性に適応するのを妨げます。 信号の「スリップ」による別の悪影響は、電気音響変換中に現れます。 このような「滑り」信号が放音ヘッドによって再生されると、ドップラー効果により音のスペクトルのシフトが発生します。 実際の音声信号を再生する場合、これにより音声の追加の周波数変調 (爆音) が発生し、これも周知のとおり、音声再生の主観的な品質を悪化させます。 文学：1. Sukhov N. UMZCHの高忠実度。 - ラジオ、1989 年、第 6 号、p. 55-57; No.7、p. 57-61。
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14.04.2024
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