クラスABアンプの安定化。スキーム、説明

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AB級アンプの安定化。無線エレクトロニクスと電気工学の百科事典

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読者の注目を集めたこの記事では、プッシュプル増幅器のバイアス電圧を自動的に調整して、増幅信号がゼロを通過して静止しているときに増幅器が消費する電流を安定させる方法を紹介しています。

この記事の利点には、UMZCH 出力ステージモードの安定性を計算および確認する方法が含まれます。

AB 級アンプは、B 級アンプの高効率と A 級アンプの歪みのなさを組み合わせることができるため、リニアパワーアンプの中で最も一般的です。ただし、これに必要なトランジスタのバイアス電圧の形成は、最適な初期電流 (静止電流) モードでのプッシュプルカスケードのアームの調整は、そのような増幅器を構築する際の主な問題であり、パラメーターを安定させるという問題であり、今でもそうです。これは、トランジスタの特性の不安定性、温度と信号レベルへの依存性、および同じトランジスタのパラメータの広がりとドリフトによって説明されます。記事[1]は、安定化というよりも、体制の「確実性」の確保について扱っている。達成された実用レベルは、[2] のスキームの選択によって特徴付けられます。これらおよび著者が知っている他の出版物から、このクラスのアンプのモードを安定化するための許容可能な回路解決策がまだ存在しないことがわかります。強力なトランジスタに最適なバイアス電圧を自動的に設定できる、バイアス電圧を調整するための明確な方法 (規則、基準、アルゴリズム) は策定されていません。この問題に対する XNUMX つの解決策を以下に提案します。

最適基準

増幅器モードは、バイアス電圧に依存する特定の電気量を測定し、それを基準値と比較し、自動的に調整するフィードバック方法によって最も効果的に安定化されます。バイアス電圧を調整してアンプの静止電流を安定化させようとする試みは、問題の部分的な解決にとどまるか [3、4]、または必要な安定性は備えているが高品質には劣るアンプの作成につながりました [5]。一部のパラメータではAB級アンプを使用します。増幅された信号がゼロを通過する瞬間のこれらのアンプの電流 (初期電流と呼ばれます) は、アンプの静止電流と等しくありません。これらは、より正確には動的バイアスアンプとして分類されます。さらに、アームの最小電流の安定化を備えたプッシュプルアンプ [6] の場合、過励磁は危険です。すべての点で安定したAB級アンプだけが、競争の対象外で完璧であると考えられます。

AB 級アンプの最適なバイアス電圧の基準は、AB 級アンプの静止電流と等しく、自動的に維持される初期電流の安定性です。

この最適性基準は、定式化せず、静止電流と初期電流の概念を分離することなく、[7] で使用されました。しかし、著者は、肩と負荷の測定電流の差としてオペアンプを使用して計算することにより、初期電流（著者の用語では静止電流）を決定する失敗した方法を選択しました。実装の複雑さと測定抵抗器でのかなり大きな電力損失に加えて、選択された技術の主な欠点は、決定誤差が所望の値を超える可能性があることです。 [7] からのアイデアの発展は技術的解決策 [8] と考えることができ、電界効果トランジスタ増幅器に関しては良好な結果が達成されていますが、AB 級増幅器に必須の要件は完全には定式化されて満たされていません。。以下では、プッシュプルカスケードのアーム内の電流の合計の最小値の検出器を使用して初期電流を測定する方法を詳細に検討します。

理論的な正当化

変化する信号を背景にしてプッシュプルカスケードの初期電流を測定する可能性を確認するために、負荷の信号電流が変化すると仮定して、そのようなカスケードのアームの電流の変化とその合計を考慮します。最も単純な正弦波の法則によると、

i_н =l_msinα。

ここで私は_н - 負荷電流の瞬時値; 私_m - その振幅; α = Ωt - 位相角。 Ω - 動作周波数。 t - 時間。

プッシュプルカスケードの肩部における電流変化の性質を図に示します。 1、a、および電流の絶対値の合計 - 図。 1b.

クラスABアンプのモードの安定化
図。 1。

プッシュプル段の負荷電流は、ショルダーの電流の差、またはショルダーの電流の増分の絶対値の合計によって決まります。

i_н = |Δi₁| | +lΔi₂|.

低信号電流では、アンプの両アームはクラス A 線形モードで動作し、アームの電流の増分は絶対値で負荷電流の半分に等しくなります。

|Δi₁| | +lΔi₂| | = 0,5i_н= 0,5l_m罪、

肩の流れの表現は次の形式になります

0≤α≤αの場合₀.

ここと下、αを通して₀ 位相角が示されており、この角を超えるとアンプはクラス A モードからショルダーで電流をカットオフするモードに切り替わります。

すべての電流が最大負荷電流に対して正規化されている場合 (正規化された電流は太字で示されています)

I_頼みます/I_m = I_頼みますиI_m/I_m= 1 そのとき

0≤α≤αの場合₀.

α = α の場合₀ XNUMX 番目のアームの電流はゼロに減少します。

i_頼みます- 0,5sinα₀ = 0。

これからαを決定します₀ = アークサイン 2I_開始.

一方のアームの電流カットオフモードでは、負荷電流はもう一方のアームの電流の増分によって決まります。

αの場合₀ ≤ α ≤ π/2。

α ≥ π/2 の場合、電流変化の性質は逆の順序で繰り返され、α > π の場合、負荷電流の符号が変化し、その形成は別のアームによって実行されます (図 1 を参照)。

肩電流の合計

最小値は一定であり、アンプの初期電流によってのみ決定されます。

(i₁ + i₂)_分 = 2I_頼みます.

これにより、安定化方法を定式化することができます。AB 級増幅器モードを任意の初期電流で安定化するには、アームの電流の合計の最小値 (XNUMX 倍の値に等しい) を安定させるだけで十分です。片アームの初期電流の値。

一般化されたブロック図

図上。図２は、提案された方法による初期電流安定化を備えた最も単純な増幅回路を示している。これは、[2] の回路を変更して、抵抗 R4 と VT13 トランジスタのピーク検出器を追加することによって得られます。抵抗器Ｒ１３の両端の電圧パルスは、抵抗器Ｒ１０とＲ１１の両端の合計電圧が最小になるとき、つまり増幅器の休止モードで信号がゼロを通過するときに最大になります。トランジスタＶＴ８のエミッタ電流は、コンデンサＣ３を、抵抗器Ｒ１３の両端の最大電圧のすぐ下の電圧まで充電する。この場合、バイアス電圧レギュレータ VT8 の入力電圧が大きくなるほど、抵抗 R13 と R10 の両端の合計電圧は低くなります。トランジスタ VT11 および VT8 の初期電流が減少すると、バイアス電圧は増加し、増加するとバイアス電圧は減少します。その結果、終端段トランジスタの初期電流は静止電流レベルで安定します。

クラスABアンプのモードの安定化
図。 2。

特定の設計に関係なく、アームが並列または直列接続されたトランスまたはトランスレスアンプであるかどうかに関係なく、そのモードを安定させるために必須の要素を挙げることができます。これらの要素を図に示します。そのうちのいくつかは特に増幅器で使用され、その回路は図３に示されている。 3. 一般化された回路には、負荷 R を除き、アンプ自体とバイアス電圧レギュレータが含まれます。バイアス電圧レギュレータは、抵抗 R2 を備えたトランジスタ VT3 です。

クラスABアンプのモードの安定化
図。 3。

図のアンプの 1 つのアームにある電流センサー 2 と 2。２は抵抗Ｒ１０およびＲ１１である。加算装置はこれらの抵抗を直列に接続することによって実装され、電流の合計に比例した電圧が抵抗から除去されます。トランジスタ VT10 を使用すると、最小合計電圧が抵抗 R11 の両端の最大電圧に反転されます。この電圧の検出は、RC 回路 R3C13 を備えたトランジスタ VT8 によって実行されます。

これらすべての要素を特別な安定化モジュールに結合するのが得策です。なぜなら、これらの要素が一緒になって任意の初期アンプ電流を安定化し、この電流が静止電流と等しくなるようにするからです。これらの元素は信号の増幅には関与しません。以下は、電源回路に電流センサーを備えた対称増幅回路用に設計された、より複雑な安定化モジュールの説明です。

初期電流の選択

初期電流を安定させる可能性を提供するには、その最適値の選択と変化の許容範囲を正当化する必要があります。最適な電流 I を選択するには_頼みます AB 級アンプの主要パラメータの初期電流への依存性を考慮します。初期電流は最大制限内、つまりゼロ (B 級) から 0,5I まで変化します。_m (クラス A) と信号電流の振幅。

アンプの初期電流に対するこれらのパラメータの依存性を計算したグラフを図に示します。 4a.

クラスABアンプのモードの安定化
図。 4。

効率曲線は、選択された初期電流値に対するアンプの最大効率の依存性を特徴付けます。増加に伴い、最大効率はクラス B アンプの特性である 0,785 の値からクラス A アンプの特性である 0,5 まで減少します。

曲線 P_{あたたかい}/P_{アウトマックス} これは、アンプの選択された初期電流から出力トランジスタで放散される最大熱電力を特徴付けます。初期電流 I において_頼みます ≧ 0,13I_m、最大熱出力は、アンプの残りの部分 (曲線の上昇する直線部分) でのこの電流によって正確に決定されます。初期電流が低い場合、最大熱電力は主に、増幅トランジスタで放出される交流信号電流からの電力によって決まります。 B級アンプ用（I時）_頼みます = 0) 最大火力は 0,405R に達します_{アウトマックス}.

曲線t_分/T は、初期電流に応じたショルダー電流の合計の最小値の相対的な持続時間を (周期の端数で) 特徴付けます。

t_分/T = α₀/（π/ 2）=2α₀/C = (2アークシン (2I_頼みます))/π。

この依存性は、最小値検出器の必要な速度 (読み出し時間) を特徴づけます。初期電流が大きくなるほど、電流の合計の最小値の持続時間が長くなり、それに応じてピーク検出器の要件が低くなります。クラス A では、ピーク検出器はまったく必要ありません。初期電流が減少するにつれて、ピーク検出器の要件も当然増加します。

図上。図４ｂは、異なる初期増幅電流における、増幅トランジスタに放出される熱電力の信号電流への依存性を示す。これらの曲線は、初期電流の最適値のゾーンを明確に示しています。 4 ～ 0I の電流とみなすことができます。_m。この範囲の最大電流では、ステップ型歪みがないことが保証され、静止モードでトランジスタによって放出される熱電力は、強信号モードでトランジスタに割り当てられた電力を超えません。信号電流の可能な範囲全体で、値は 0,4P 付近で変動します。_{アウトマックス} クラス B アンプの最大熱出力を最大でも 10% 上回るだけで、クラス A アンプの最大熱出力よりも 4,5 倍低いままです。

この初期電流によるアンプの最大効率は 77% であり、クラス B アンプよりもわずか 2% 低いだけであり、初期電流をさらに増加しても、許容範囲内ではありますが、エネルギー利得は得られず、歪みもほとんど減少しません。初期電流を減らすことは、休止モードでの熱電力損失を減らす観点から望ましいです。これが適切かどうかは開発者次第です。初期電流の直接安定化により、アンプを完全に閉じるバイアス電圧を扱う危険性がなくなり、それによって共通負帰還 (CNF) 回路が破壊される危険性がなくなります。非線形歪みはフィードバックによって軽減され、アンプのセットアップ時に制御できます。この場合、アンプの初期電流は 0,1I より大幅に小さく設定できます。_m.

出力段をクラス A モードからクラス AB モードにする増幅信号のダイナミックレンジの上部は、次の関係式で関係付けられます。_m/（2I_頼みます) 初期電流0,1I時_mそれは14dBで、初期電流は0,05Iです。_m -20dB。増幅された信号をオシロスコープで見ると、オーディオ信号の二乗平均平方根レベルよりも 14 ～ 20 dB 高いピーク値が見られます。これは、アンプの最大出力パワーを使用してこれらのピークを歪みなく正確に再現する場合、ほとんどの場合、アンプは比較的低い信号レベル、つまりクラス A モードで動作することを意味します。したがって、このモードでの消費電力も異なります。推奨される間隔の初期電流の最大値は、図で強調表示されています。 4ですが孵化しました。

実験用アンプ

図上。図５は、Ｓ－３０スピーカーシステムを搭載可能な高品位中出力アンプの図である。

クラスABアンプのモードの安定化
図。 5。

回路を検討する場合、安定化モジュールの結論 1 と 3、および結論 4 と 6 は、ペアで閉じていると考えることができます。ピン 2 と 5 は、バイアス電圧レギュレータを制御するための逆相出力です。

アンプ自体の特徴は、出力段に強力な電界効果トランジスタを使用していることと、増幅信号の両極性に対して構造が対称であることです。電界効果トランジスタのバイアス電圧は、トランジスタ VT17 と VT18 の電流によって抵抗 R1 と R2 に形成され、その自動調整は、トランジスタ VT3 と VT4 による増幅器の前段の電流の同期調整によって行われます。抵抗器Ｒ１９およびＲ２０は、トランジスタ、素子Ｃ１０、Ｒ２１、Ｒ２２、およびＬ１の動的安定性を高め、負荷の複雑な性質を持つシステムの周波数応答を補正するのに役立つ。

安定化モジュール

対称増幅回路の安定化モジュールには、負荷から絶縁されたショルダー電流計があり、共通の電源が基準電圧源として使用されます。さらに、このモジュールには 6 つの逆相出力があります。そのスキームを図に示します。 XNUMX.

クラスABアンプのモードの安定化
図。 6。

出力段のアームの最小電流を測定するセンサーは、図の回路のように、分路された抵抗器 R1 と R3 です。 2、シリコンダイオード VD1 と VD2 は、高負荷電流をバイパスします。合計するには、電流設定抵抗 R3 および R4 を備えたトランジスタ VT4 および VT5 によって形成される、これらの電流の縮小コピーが使用されます。トランジスタ VT1 および VT2 は、トランジスタ VT3 および VT4 のベース-エミッタ電圧を補償するために使用されます。このため、抵抗器 R4 と R5 の両端の電圧は、抵抗器 R1 と R3 の両端の電圧と等しいと考えることができ、メーターからコピーステージへの電流伝達係数は、抵抗器 R1 の抵抗の比に等しくなります。 R4 に、R3 から R5 に。

加算装置は抵抗器 R7 に実装されています。出力段の下アーム電流のスケールされたコピーは、VT4 コレクタを介して直接供給され、同じスケールに対応する上アーム電流のコピーは、トランジスタ VT3 のカレントミラーを介してトランジスタ VT5 によって供給されます。、VT6 と抵抗 R6 および R8。トランジスタＶＴ４およびＶＴ６の電流は、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＶＴ８の電流に加算される。同時に、電流ＶＴ４とＶＴ６の最小合計は最大電流ＶＴ８、すなわち増幅信号がゼロを通過し、増幅器の休止モードにあるときの抵抗器Ｒ１２の両端の最大電圧になる。

安静時、この電圧は一定で最大です。信号の振幅が増加するにつれて、最初は小さく稀になり、次に深く長いディップが発生し、頂点が最大電圧値に結び付けられたカオスな曲線の形になります。最も深いディップは最大の信号振幅に対応し、最も長いディップは最低の増幅周波数に対応します。平らな上部はクラス A モードのアンプの動作に対応し、上部の中心は増幅された信号がゼロを通過する瞬間に対応します。

トランジスタ VT7 のピーク検出器は、コンデンサ C1 をわずかに低い電圧 (ΔU 分) まで急速充電します。_ペ≈ 0,6 V) 抵抗 R12 の両端の最大電圧。時定数τ_ザール ≈C1R12/h_21E7ここで、h_21E7 - トランジスタ VT7 のベースの電流伝達係数。放電が遅くなります。その時定数τ_時間 ≈ C1 R11。

比率τ_ザール/τ_時間= R12 /（R11 h_21E7) 充電 (電流の最小合計に関する情報を読み取る) はできるだけ早く行う必要があり、放電 (次の読み取りまでこの情報を保存する) 必要があるため、アームの電流の最小合計の相対持続時間を超えてはなりません。できるだけ長くする必要があります: τ_ザール/τ_時間≤t_分/NS。

ピーク検出器の最も重い動作モードは、より低い増幅周波数 F での最大信号モードです。_н抵抗器 R12 の両端の電圧降下が深さと持続時間の両方で最大になるとき。このモードにおけるコンデンサ C1 のリップルの許容振幅によると、δ_п、既知の放電抵抗 (図 11 の回路の R6) を使用してパーセンテージで表され、このコンデンサの最小静電容量を計算することもできます。

アンプが停止しているとき、このコンデンサの両端の電圧は一定です。増幅モードでは、この電圧は、アンプがクラス A モードを終了するときに入力電圧が低下した場所で浅い（単位またはパーセントの端数で測定される）鋸歯状パルスを取得し、ゆっくりと減衰し、クラス内の最大値に素早く戻ります。 A モード: この電圧は、平均して初期アンプ電流に比例し、バイアスレギュレータの制御電圧として機能します。

制御電圧リップルは、必然的に、より低い信号周波数で小さな歪みを引き起こします。しかし、これらの歪みは、検出器の蓄積コンデンサの静電容量が大きくなるほど小さくなります。それらはアンプをクラス A から外す強い信号でのみ導入され、私たちの回路のような対称回路では、アンプのアームによって相互に補償されます。実験用アンプでは、これらの歪みはまったく感じられません。

C7R2 回路は、エミッタ回路 - C9R1 とまったく同じ、VT11 トランジスタのコレクタ回路に含まれています。これにより、安定化モジュールの 10 番目の逆位相出力を取得できるようになります。抵抗 R7 は、過渡時のトランジスタ VT1 の突入電流を制限する働きをします。アンプの初期電流の設定は、等しい抵抗 R3 と R7 を選択するか、抵抗 R12 または RXNUMX を選択することによって可能です。この電流の安定化モードでは、その後の調整は必要ありません。

安定化要素の計算例

選択したスピーカーシステムは、最大 30 ワットの出力向けに設計されています。公称電気抵抗が 4 オーム、アンプの出力が 15 W の場合、電流振幅は 2,74 A になります。出力トランジスタの静止電流に等しい初期電流の最大推奨値は I です。_{初期最大値} = 0,1I_m = 0,274A。私を選ぶ_頼みます = 0,1A。

正規化された値 I_頼みます = I_頼みます/I_m = 0,1 / 2,74 = 0,0365

計算はフィードバックを備えた閉ループシステムの影響を受け、そのすべての要素が相互に依存するため、アンプ自体と安定化モジュールの接続点でそれを精神的に分解しましょう。動作に便利なバイアスレギュレータを制御するための定格電圧を設定しましょう。この時点では、選択した初期電流 (静止電流) U を使用して線形モードで設定する必要があります。_元= 10 V。これにより、XNUMX つの回路の要素を互いに独立して計算することが可能になります。

選択した電界効果トランジスタのアンプ自体（図5を参照）では、測定されたしきい値電圧は3,5 ... 3,8 Vです。図に示されている抵抗R17およびR18を使用すると、この電圧はトランジスタの電流で達成されます。 VT1 と VT2 は 7,45 ～ 8,01 mA の範囲です。トランジスタ VT5 と VT6 にはほぼ同じ電流が流れるはずです。トランジスタ VT3 と VT4 の電流は、電流 VT1 と VT3、または VT2 と VT4 の合計に等しくなります。それらを15mAに等しいとしましょう。この場合、抵抗器の抵抗値 R5 = R6 = (U_元 - ΔU_ペ）/私_VT3= (10 - 0,6)/15 10^-3≒620オーム。

トランジスタ VT7 と VT8 のしきい値電圧と、対応するトランジスタ VT1 と VT2 の電流の不等さは、抵抗 R13 を介した OOS の作用によって自動的に実現され、トランジスタ VT7 と VT8 のドレイン電流の等しいことが保証されます。

安定化モジュールの要素の計算に進みます (図 6 を参照)。初期電流の 1 倍による抵抗 R3 と R0,6 の動作電圧が、強力なシリコンダイオード VD1 と VD2 の開放電圧 (1 V) よりも明らかに低くなるように、抵抗 R3 と RXNUMX の抵抗値を選択します。 RXNUMX = RXNUMX < U_開いた/（2I_頼みます) \u0,6d 2 / (0,1 3) \uXNUMXd XNUMX オーム。

R1 = R3 = 2 オームを選択します。

アンプの残りの部分でのこれらの抵抗の両端の動作電圧は、セットアップ時に制御されます (より正確には、チェック時にセットアップするものは何もありません)。

U_R1 =U_R3 = I_頼みますR1 = 0,2 V。

選択された値 R4 = R5 = 100 オームでは、トランジスタ VT3 と VT4 の電流は、アンプアームの電流の 50 倍に縮小されたコピーになります。サイレントモードおよび信号がゼロを通過するとき、それらは 2 mA に等しくなります。これらの電流の最大値は 7 mA に等しく、ダイオード VD0,7 と VD1 の最大電圧 (2 V) によって決まります。抵抗器 R7 の抵抗値は、次のいずれかの最大電流が満たされる条件から選択します。

十分に強い信号がカスケードを通過するときのトランジスタVT3またはVT4

トランジスタVT8で閉じることができます：R7 = E_ピート/(2 私は_макс) \u60d 2 / (7 4,3) \u3d 4 kΩ。トランジスタ VT7 と VT8 の最大電流が 8 mA よりわずかに多いか少ない場合は危険ではありません。これらにはアンプの初期電流に関する情報は含まれておらず、VTXNUMX トランジスタが閉じているか、その電流が最小になっています。サイレントモードまたは信号電圧がゼロを通過するとき、VTXNUMX トランジスタはオープンになり、そのコレクタはオフになります。

現在の最大値:

I_VT8最大 =（0,5 E_ピート- ΔU_ペ)/R7-2I_頼みます/ 50 \ u0,5d（60 0,6-4,3）/ 2-（100 50）/ 3 \ uXNUMXdXNUMXmA。

この電流により、バイアス電圧レギュレータの公称制御電圧が形成されます。抵抗器 R12 の抵抗値は、サイレントモードまたは増幅信号がゼロを通過する瞬間の脈動時の定電圧が ΔU であるという条件から決定されます。_ペ制御電圧より大きい：

R12 =（U_元 + ΔU_ペ）/私_VT8最大\u10d (0,6 + 3) / 3,6 \uXNUMXd XNUMX kΩ

前のセクションで与えられた式による、F におけるコンデンサ C1 の最小静電容量の数値計算_н = 20 Hz および δ_п = 3% は 82 uF になります。適用されたコンデンサ C1 と C2 の静電容量は低くなりますが、アンプ自体のコンデンサ C4 と C5 によって 5 倍になります (図 XNUMX)。

ピーク検出器の性能をチェックする:

τ_ザール/τ_時間= R12 /（R11 h_21E7) = 3600/(10000 100) = 0,0036;

t_分/ T \ u2d（2アークサイン（0,0365 0,0465））/π\uXNUMXdXNUMX。

比率τ_ザール/τ_時間≤t_分/T は予約されています。

選択され、与えられた回路要素のパラメーターに従って、初期電流の計算をチェックするための式を導き出しましょう。強力なトランジスタの静止電流 (別名初期) は、バイアス電圧によって決まります。バイアス電圧は、電界効果トランジスタの特性の上昇部分の急峻性が高い、または非常に高いため、これらのトランジスタのしきい値電圧とあまり変わりません。したがって、どのような初期電流でも、バイアス電圧はしきい値にほぼ等しいと仮定します。

トランジスタ VT3 と VT4 (図 5) の電流が差動段のトランジスタによって半分に分割されるとすると、次のようになります。

R5 = R6 および R17 = R18 であるため、XNUMX 番目の等式は最初の等号と同等です。

図の図によると。 6は書くことができます

これらの式を一緒に解くと、アンプ全体が得られます。

ここでは、この抵抗器またはその抵抗器が属するノードを指定するために追加のインデックスが導入されています: ms - 安定化モジュール、ms - アンプ自体。

Uでの増幅器データの式に代入する数値計算_毛穴 = 3,5 V は I の値を与えます_頼みます = 102,5 mA、許容誤差あり。しかし、この式を使用して、増幅素子の特定のパラメータ、そしてまず電界効果トランジスタのしきい値電圧がドリフト増幅器の初期電流に及ぼす影響を評価するのに特に価値があります。多くのアンプにとって U の変更は完全に受け入れられません_毛穴トランジスタの±20% の誤差は、トランジスタの故障や重大な信号歪みにつながる可能性があります。私たちの場合、初期アンプ電流は ±12,5% だけ変化しますが、これはまったく許容範囲内であり、おそらくリスナーには気付かれないでしょう。

構造と詳細

アンプは「ラジオエンジニアリングU-101ステレオ」の設計に基づいて作られています。アンプの 7 つのプリント基板。図の図面に対応します。図50に示すように、ULF-8-7モジュールのプリント回路基板の代わりに、それらはベースアンプのヒートシンクに取り付けられます。終端トランジスタ VT8 と VT50 は、追加の絶縁なしで絶縁ヒートシンクに固定されています。アンプ酸化物コンデンサ - K35-7、C10 - 無極性Jamicon NK、残り - K17-19。抵抗R20とR5 - C16-2MV、残り - C33-1H。 ULF-50-8 モジュールの L16 フレームレスチョークには、内径 11,3 mm で 5 層に巻かれた PEV-XNUMX ワイヤが XNUMX 回巻かれています。

クラスABアンプのモードの安定化
図。 7。

安定化モジュールのボード。その図面は図に示されています。 8、アンプボードに対して垂直に取り付けられます。それらは結論 1 ～ 6 によって確定されます。コンデンサ - K50-35、抵抗 - S2-33N。

クラスABアンプのモードの安定化
図。 8。

まとめ

安定化モジュールの一見複雑さは、提案された安定化方法の有効性、このモジュールの計算の容易さ、低消費電力、および増幅器を構築する必要がほとんどないことによって正当化されます。これは、実験用アンプが数年間にわたって完璧に動作したことによっても確認されています。このような強力なカスケード体制の安定化は、高級アンプと信頼性の向上の両方、およびほとんどのトランジスタアンプ、制御、測定、および自動化デバイスに適用できます。

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著者: V. エフレモフ

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ペットの世話は、特に家を清潔に保つことに関しては、しばしば困難になることがあります。 Petgugu Global のスタートアップ企業から、猫の飼い主の生活を楽にし、家を完璧に清潔で整頓された状態に保つのに役立つ、新しい興味深いソリューションが発表されました。スタートアップの Petgugu Global は、糞便を自動的に流し、家を清潔で新鮮に保つことができるユニークな猫用トイレを発表しました。この革新的なデバイスには、ペットのトイレ活動を監視し、使用後に自動的に掃除するように作動するさまざまなスマートセンサーが装備されています。この装置は下水道システムに接続されており、所有者の介入を必要とせずに効率的な廃棄物の除去を保証します。また、トイレには大容量の水洗トイレがあり、多頭飼いのご家庭にも最適です。 Petgugu 猫砂ボウルは、水溶性猫砂用に設計されており、さまざまな追加機能を提供します。 ... >>

思いやりのある男性の魅力 14.04.2024

女性は「悪い男」を好むという固定観念は長い間広まっていました。しかし、モナシュ大学の英国の科学者によって行われた最近の研究は、この問題について新たな視点を提供しています。彼らは、男性の感情的責任と他人を助けようとする意欲に女性がどのように反応するかを調べました。この研究結果は、男性が女性にとって魅力的な理由についての私たちの理解を変える可能性がある。モナシュ大学の科学者が行った研究により、女性に対する男性の魅力に関する新たな発見がもたらされました。実験では、女性たちに男性の写真と、ホームレスと遭遇したときの反応など、さまざまな状況での行動についての簡単なストーリーを見せた。ホームレス男性を無視する人もいたが、食べ物をおごるなど手助けする人もいた。ある研究によると、共感と優しさを示す男性は、共感と優しさを示す男性に比べて、女性にとってより魅力的であることがわかりました。 ... >>

アーカイブからのランダムなニュース

成層圏での熱気球ツアー 25.02.2023

日本企業の岩屋技研は、高高度気球ツアーの申し込みの受付を開始しました。二重カプセルは、25 km の高さまで 180 人の観光客とパイロットの配達を保証します。約 XNUMX ドルという比較的控えめな金額で、宇宙飛行士の XNUMX 分の XNUMX のように感じることができます。プロジェクトが進むにつれて、価格は大幅に下がり、幅広い市民が「宇宙への飛行」にアクセスできるようになります。

ツーリストカプセルは、壁、天井、床が透明な直径 1,5 m の樽のように見えます。ヘリウム気球がカプセルを空に持ち上げます。ご想像のとおり、このシステムは再利用可能です。将来的には、開発者は XNUMX 週間間隔で、またはそれ以上の間隔でフライトを約束しますが、すべては天候に左右されます。

宇宙旅行プログラムの下での ISS へのフライトには、80 人あたり数千万ドルの費用がかかります。ヴァージン・ギャラクティックとブルー・オリジンによる成層圏への再利用可能なシャトルに乗って宇宙の果てまで上昇することも、安上がりな喜びではありません。理想的には、地球から 100 ～ 250 km 上昇するこのようなアトラクションのチケットの価格は XNUMX 万ドルに下がるはずですが、これまでのところ確実に高くなっています。熱気球ツアーは、価格と必要なトレーニングのレベルの両方で、より多くの人々が利用できるようになります。

飛行機で最大高度約 25 メートルまで上昇するには、約 000 時間かかります。高さで XNUMX 時間過ごし、その後 XNUMX 時間の下降が続きます。少ないお金でもっと楽しく。なぜだめですか？ツアー自体は、高高度プラットフォームの開発パートナーとなっている専門会社の JTB Corp が主催する予定です。

XNUMX次選考の勝者はXNUMX月に発表される。今年の終わりまでに、最初の XNUMX 人の乗客が飛行できるようになります。出発は北海道からの編成を予定しています。飛行は日本の領土上で行われます。最終的に、ツアーの費用は数千ドルにまで下がります。これにより、宇宙飛行が「民主化」されると、主催者と発明者は確信しています。

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